線性穩(wěn)壓器和SMPS的基本概念

本文介紹線性穩(wěn)壓器和開關模式電源(SMPS)的基本概念。它面向可能不太熟悉電源設計和選擇的系統工程師。解釋了線性穩(wěn)壓器和SMPS的基本工作原理，并討論了每種解決方案的優(yōu)缺點。以降壓轉換器為例，進一步說明開關穩(wěn)壓器的設計考慮因素。

介紹

當今的設計要求電子系統中的電源軌和電源解決方案越來越多，負載范圍從備用電源的幾mA到ASIC穩(wěn)壓器的100A以上。為目標應用選擇合適的解決方案并滿足指定的性能要求非常重要，例如高效率、緊湊的印刷電路板 (PCB) 空間、精確的輸出調節(jié)、快速瞬態(tài)響應、低解決方案成本等。對于系統設計人員來說，電源管理設計正成為一項越來越頻繁和更具挑戰(zhàn)性的任務，其中許多人可能沒有很強的電源背景。

電源轉換器從給定的輸入電源為負載產生輸出電壓和電流。它需要滿足穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)條件下的負載電壓或電流調節(jié)要求。它還必須在組件發(fā)生故障時保護負載和系統。根據具體應用，設計人員可以選擇線性穩(wěn)壓器 (LR) 或開關模式電源 (SMPS) 解決方案。為了做出解決方案的最佳選擇，設計人員必須熟悉每種方法的優(yōu)點、缺點和設計問題。

本文重點介紹非隔離電源應用，并介紹其工作和設計基礎知識。

線性穩(wěn)壓器

線性穩(wěn)壓器的工作原理

讓我們從一個簡單的例子開始。在嵌入式系統中，前端電源提供12V總線軌。在系統板上，需要3.3V電壓為運算放大器(op amp)供電。產生3.3V電壓的最簡單方法是使用12V總線上的電阻分壓器，如圖1所示。效果好嗎?答案通常是否定的。運算放大器的 V抄送引腳電流在不同的工作條件下可能會有所不同。如果使用固定電阻分壓器，則 IC V抄送電壓隨負載而變化。此外，12V總線輸入可能無法很好地調節(jié)。同一系統中可能有許多其他負載共享 12V 電源軌。由于總線阻抗，12V總線電壓隨總線負載條件而變化。因此，電阻分壓器無法為運算放大器提供穩(wěn)定的3.3V電壓以確保其正常工作。因此，需要一個專用的電壓調節(jié)環(huán)路。如圖2所示，反饋環(huán)路需要調整頂部電阻R1值，以動態(tài)調節(jié)3.3V的導通電壓抄送.

圖1.電阻分壓器產生 3.3V直流從 12V 總線輸入

圖2.反饋環(huán)路調整串聯電阻R1值以調節(jié)3.3V

這種可變電阻可以通過線性穩(wěn)壓器來實現，如圖3所示。線性穩(wěn)壓器以線性模式工作雙極性或場效應功率晶體管(FET)。因此，晶體管用作與輸出負載串聯的可變電阻器。為了建立反饋環(huán)路，從概念上講，誤差放大器通過采樣電阻網絡R檢測直流輸出電壓一個和 RB，然后比較反饋電壓VFB帶基準電壓 V裁判.誤差放大器輸出電壓通過電流放大器驅動串聯功率晶體管的基極。當輸入 V 時總線電壓降低或負載電流增加，V抄送輸出電壓下降。反饋電壓VFB也減少了。因此，反饋誤差放大器和電流放大器產生更多的電流進入晶體管Q1的基極。這降低了壓降V行政長官因此帶回了 V抄送輸出電壓，使VFB等于 V裁判.另一方面，如果 V抄送輸出電壓上升，以類似的方式，負反饋電路增加V行政長官以確保3.3V輸出的精確調節(jié)?？傊?，V的任何變化O被線性穩(wěn)壓器晶體管的V吸收行政長官電壓。所以輸出電壓V抄送始終是恒定的，并且受到良好的監(jiān)管。

圖3.線性穩(wěn)壓器實現可變電阻來調節(jié)輸出電壓

為什么使用線性穩(wěn)壓器?

線性穩(wěn)壓器長期以來一直被工業(yè)廣泛使用。它是電源行業(yè)的基礎，直到 1960 年代后開關模式電源開始流行。即使在今天，線性穩(wěn)壓器仍然廣泛用于廣泛的應用。

除了使用簡單之外，線性穩(wěn)壓器還具有其他性能優(yōu)勢。電源管理供應商已經開發(fā)出許多集成線性穩(wěn)壓器。典型的集成線性穩(wěn)壓器只需要 V在， V外、FB 和可選的 GND 引腳。圖 4 示出了 3 多年前開發(fā)的典型 1083 引腳線性穩(wěn)壓器 LT20。它只需要一個輸入電容、輸出電容和兩個反饋電阻來設置輸出電壓。幾乎任何電氣工程師都可以使用這些簡單的線性穩(wěn)壓器設計電源。

圖4.集成線性穩(wěn)壓器示例：7.5A 線性穩(wěn)壓器，僅采用三個引腳

一個缺點 – 線性穩(wěn)壓器會消耗大量功率

使用線性穩(wěn)壓器的一個主要缺點可能是其串聯晶體管Q1在線性模式下工作的功耗過大。如前所述，線性穩(wěn)壓器晶體管在概念上是一個可變電阻。由于所有負載電流必須通過串聯晶體管，因此其功耗為P損失= (V在– VO) ? IO.在這種情況下，線性穩(wěn)壓器的效率可以通過以下方式快速估算：

因此，在圖1示例中，當輸入為12V，輸出為3.3V時，線性穩(wěn)壓器效率僅為27.5%。在這種情況下，72.5%的輸入功率被浪費并在穩(wěn)壓器中產生熱量。這意味著晶體管必須具有熱能力，以便在最大V的最壞情況下處理其功率/散熱。在和滿載。所以線性穩(wěn)壓器及其散熱器的尺寸可能會很大，特別是當VO遠小于 V在.圖5顯示，線性穩(wěn)壓器的最大效率與V成正比O/V在率。

圖5.最大線性穩(wěn)壓器效率與 V 的關系O/V在率

另一方面，如果V，線性穩(wěn)壓器可以非常有效O接近V在.但是，線性穩(wěn)壓器(LR)還有另一個限制，即V之間的最小電壓差在和 VO.LR中的晶體管必須以線性模式工作。因此，它要求雙極晶體管的集電極至發(fā)射極或FET的漏極至源極具有一定的最小壓降。當 VO太接近 V在，LR 可能無法再調節(jié)輸出電壓?？稍诘驮Ａ?(V在– VO) 稱為低壓差穩(wěn)壓器 (LDO)。

同樣明顯的是，線性穩(wěn)壓器或LDO只能提供降壓型DC/DC轉換。在需要 V 的應用中O電壓高于V在電壓，或需要負VO來自正 V 的電壓在電壓、線性穩(wěn)壓器顯然不工作。

帶高功率均流的線性穩(wěn)壓器 [8]

對于需要更大功率的應用，穩(wěn)壓器必須單獨安裝在散熱器上以散熱。在全表面貼裝系統中，這不是一個選項，因此功耗的限制(例如1W)限制了輸出電流。不幸的是，直接并聯線性穩(wěn)壓器來傳播產生的熱量并不容易。

用精密電流源代替圖3所示的基準電壓源，允許線性穩(wěn)壓器直接并聯以分散電流負載，從而在IC之間分散散熱。這使得線性穩(wěn)壓器可以在高輸出電流、全表面貼裝應用中使用，在這些應用中，電路板上的任何單個點只能散發(fā)有限的熱量。LT®3080 是第一款可并聯用于以獲得較高電流的可調線性穩(wěn)壓器。如圖6所示，它有一個精密零TC 10μA內部電流源連接到運算放大器的同相輸入端。帶外部單電壓設置電阻器 R設置，線性穩(wěn)壓器輸出電壓可在0V至(V)范圍內調節(jié)在– V輟學).

圖6.單電阻器設置 LDO LT3080 并采用一個精準電流源基準

圖 7 顯示了并聯 LT3080 以實現均流是多么容易。只需將 LT3080 的 SET 引腳連接在一起，兩個穩(wěn)壓器共享相同的基準電壓。由于運算放大器經過精確調整，調整引腳和輸出之間的失調電壓小于2mV。在這種情況下，只需要10mΩ鎮(zhèn)流電阻(可以是一個小的外部電阻和PCB走線電阻的總和)就可以平衡負載電流，實現優(yōu)于80%的均衡均流。需要更多動力?即使并聯 5 到 10 個設備也是合理的。

圖7.并聯兩個 LT3080 線性穩(wěn)壓器以實現更高的輸出電流

首選線性穩(wěn)壓器的應用

在許多應用中，線性穩(wěn)壓器或LDO為開關電源提供卓越的解決方案，包括：

簡單/低成本的解決方案。線性穩(wěn)壓器或LDO解決方案簡單易用，特別適用于熱應力不重要的低輸出電流低功耗應用。無需外部功率電感器。

低噪聲/低紋波應用。對于噪聲敏感型應用，如通信和無線電設備，最大限度地降低電源噪聲非常重要。線性穩(wěn)壓器的輸出電壓紋波非常低，因為沒有元件頻繁打開和關閉，線性穩(wěn)壓器可以具有非常高的帶寬。所以幾乎沒有EMI問題。一些特殊的LDO，如ADI公司的LT1761 LDO系列，具有低至20μV有效值輸出端的噪聲電壓。SMPS幾乎不可能達到這種低噪聲水平。即使使用非常低的ESR電容，SMPS通常也具有mV的輸出紋波。

快速瞬態(tài)應用。線性穩(wěn)壓器反饋環(huán)路通常是內部的，因此不需要外部補償。通常，線性穩(wěn)壓器具有比SMPS更寬的控制環(huán)路帶寬和更快的瞬態(tài)響應。

低壓差應用。對于輸出電壓接近輸入電壓的應用，LDO 可能比 SMPS 效率更高。ADI公司的LTC1844、LT3020和LTC3025等壓差非常低的LDO (VLDO)具有20mV至90mV的壓差和高達150mA的電流。最小輸入電壓可低至 0.9V。由于LR中沒有交流開關損耗，因此LR或LDO的輕負載效率與其滿載效率相似。SMPS通常具有較低的輕負載效率，因為它具有交流開關損耗。在輕負載效率也至關重要的電池供電應用中，LDO可以提供比SMPS更好的解決方案。

總之，設計人員使用線性穩(wěn)壓器或LDO，因為它們簡單、低噪聲、低成本、易于使用并提供快速瞬態(tài)響應。如果 VO接近V在，LDO 可能比 SMPS 更高效。

開關模式電源基礎知識

為什么使用開關模式電源?

一個快速的答案是高效率。在SMPS中，晶體管在開關模式下工作，而不是線性模式。這意味著當晶體管導通并傳導電流時，其電源路徑上的壓降最小。當晶體管關閉并阻斷高壓時，幾乎沒有電流通過其電源路徑。所以半導體晶體管就像一個理想的開關。因此，晶體管中的功率損耗最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是設計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，尤其是在高電流應用中。例如，現在的12V在， 3.3V外開關模式同步降壓電源通常可實現>90%的效率，而線性穩(wěn)壓器的效率則不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸減小至少八倍。

最受歡迎的開關電源——降壓轉換器

圖8顯示了最簡單、最常用的開關穩(wěn)壓器，即降壓型DC/DC轉換器。它有兩種工作模式，具體取決于晶體管Q1是打開還是關閉。為了簡化討論，假設所有功率器件都是理想的。當開關(晶體管)Q1導通時，開關節(jié)點電壓V西 南部= V在電感L電流被充電(V在– VO).圖8(a)顯示了這種電感充電模式下的等效電路。當開關Q1關斷時，電感電流流過續(xù)流二極管D1，如圖8(b)所示。開關節(jié)點電壓V西 南部= 0V，電感L電流由V放電O負荷。由于理想電感器在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，因此平均輸出電壓VO可以給出為：

其中 T上是切換周期 TS 內的導通時間間隔。如果比值 T上/TS定義為占空比D，輸出電壓VO是：

當濾波電感L和輸出電容C時O值足夠高，輸出電壓VO是只有mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%占空比可提供3.3V輸出電壓。

圖8.降壓轉換器工作模式和典型波形

除了上述平均方法之外，還有另一種方法可以推導出占空比方程。理想的電感不能在穩(wěn)態(tài)下具有直流電壓。因此，它必須在開關周期內保持電感伏秒平衡。根據圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：

等式(5)與等式(3)相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 DC/DC 拓撲，以得出占空比與 V 的關系在和 VO方程。

降壓轉換器的功率損耗

直流傳導損耗

憑借理想元件(導通狀態(tài)下的零壓降和零開關損耗)，理想的降壓轉換器效率可達100%。實際上，功耗始終與每個功率組件相關聯。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導損耗和交流開關損耗。

降壓轉換器的傳導損耗主要由晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導電流時的壓降引起。為了簡化討論，在下面的傳導損耗計算中忽略了電感電流的交流紋波。如果使用MOSFET作為功率晶體管，則MOSFET的導通損耗等于IO2? RDS(ON)? D，其中 RDS(ON)是MOSFET Q1的導通電阻。二極管的導通功率損耗等于IO? VD? (1 – D)，其中 VD是二極管D1的正向壓降。電感的導通損耗等于IO2? R.DCR，其中 R.DCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉換器的導通損耗約為：

例如，12V 輸入，3.3V/10A.MAX輸出降壓電源可以使用以下組件：MOSFET RDS(ON)= 10mΩ，電感R.DCR= 2 mΩ，二極管正向電壓VD= 0.5V。因此，滿載時的傳導損耗為：

僅考慮傳導損耗，轉換器效率為：

上述分析表明，續(xù)流二極管消耗3.62W功率損耗，遠高于MOSFET Q1和電感L的導通損耗。為了進一步提高效率，二極管D1可以用MOSFET Q2代替，如圖9所示。該轉換器稱為同步降壓轉換器。Q2的柵極需要與Q1柵極互補的信號，即Q2僅在Q1關斷時導通。同步降壓轉換器的導通損耗為：

如果 10mΩ RDS(ON)MOSFET也用于Q2，同步降壓轉換器的導通損耗和效率為：

上述示例表明，同步降壓轉換器比傳統的降壓轉換器效率更高，特別是對于占空比小且二極管D1導通時間較長的低輸出電壓應用。

圖9.同步降壓轉換器及其晶體管柵極信號