設計開關模式電源時，最麻煩的部件是RCD緩沖器。設計RCD緩沖器的傳統(tǒng)方法沒有主開關的關斷瞬態(tài)期間的詳細說明。因此，傳統(tǒng)方式設計中的設計等式也不完全正確。本文將介紹設計和分析反激式轉換器的RCD緩沖器的新方法。諧振坐標提供了一個了解主開關關斷瞬態(tài)期間的簡單方式，并有助于輕松設計和分析RCD緩沖器。
1. 引言
從商業(yè)上講，反激式轉換器因結構簡單、尺寸緊湊、重量輕和成本低而得到廣泛使用。但是它的主開關執(zhí)行硬開關操作，導致主開關上有較高的電壓尖峰和振蕩。主開關的電壓應力視電壓尖峰大小而增加。為減少電壓尖峰以便使用更低成本的低額定電壓的MOSFET，最廣泛的方法是RCD緩沖器網(wǎng)絡。即使緩沖器電壓隨緩沖器電阻降低而降低，但緩沖器網(wǎng)絡上的功耗增加，導致總系統(tǒng)效率降低。因此，RCD緩沖器網(wǎng)絡應優(yōu)化以同時符合主開關電壓應力和總系統(tǒng)效率兩個要求。
本文將先介紹由主變壓器的漏電感而產(chǎn)生的電壓尖峰的傳統(tǒng)分析。將介紹描述關斷瞬態(tài)期間的簡單方式用于進一步分析。緩沖器電流將在緩沖器坐標中分析，以便提供更詳細的設計等式。
2. RCD緩沖器設計和分析
2.1 RCD緩沖器設計的一般方法
圖1顯示具有RCD緩沖器的傳統(tǒng)反激式轉換器。
圖1：傳統(tǒng)反激式轉換器
RCD緩沖器電路用于箝位由漏電感Llk和主開關漏極至源極的電容CDS之間的諧振導致的電壓尖峰。有多種假定來描述工作原理以設計RCD緩沖器，如下所示：
(1) Vsn>nVout和Vsn由于較大的Csn而幾乎恒定：
(2) CDS=COSS+CTRANS，無論vDS(t)如何都恒定：
(3)當主開關Q1關閉時，無次級端漏電感，因此iDS(t)可瞬時傳輸至次級端二極管電流iD1(t)，其中Csn是緩沖器電容，CDS是主開關漏極和源極之間的有效電容，COSS是MOSFET的輸出電容，CTRANS是變壓器一次電路端子之間的有效電容，vDS(t)是主開關間的電壓，iDS(t)是流過主開關的電流，而Q1是主開關。
圖2顯示緩沖器二極管傳導時的等效電路。
圖2：緩沖器二極管接通期間的等效電路
當開關Q1關閉時，主電流對Q1的COSS充電(同時對變壓器的CTRANS放電)。當COSS被充電至Vin+nVout時，次級端二極管接通，能量傳輸至次級端，并且對COSS持續(xù)充電，因為漏電感Llk仍有一些剩余能量。當Q1的vDS(t)增加至Vin+Vsn，緩沖器二極管Dsn接通，vDS(t)箝位在Vin+Vsn。當Dsn傳導時，Llk上的電壓為Vsn-nVout，這樣Dsn(ts)的導通時間可獲取如下：
(1)
其中Ipeak是關閉開關Q1之前的峰值漏極電流。有兩種方式計算緩沖器網(wǎng)絡中的功耗(Psn);通過Dsn提供的電源和Rsn中的功耗，如下所示：
(2)
其中fsw是反激式轉換器的開關頻率。因此，緩沖器電阻Rsn可由下列等式獲得：
(3)
這是查找緩沖器電阻Rsn的傳統(tǒng)方式。但是，L-C諧振幾步后，峰值漏極電流Ipeak被降低了一些。因此，等式(3)可能誤導被過度設計的系統(tǒng)。
讓我們使用諧振坐標得出實際峰值漏極電流，以避免在下一節(jié)過度設計RCD緩沖器。
2.2 諧振坐標中的RCD緩沖器設計和分析
本節(jié)將使用諧振坐標設計RCD緩沖器。僅設計緩沖器時，無需分析整個反激式操作模式。圖3顯示每個模式的等效電路，圖4顯示反激式轉換器中的開關MOSFET的vDS(t)。[!--empirenews.page--]
圖3：關閉主開關后顯示的每個模式的等效電路(按順序依次為模式1至4)
圖4：關閉開關后的vDS(t)
在模式1中，電感(Llk和Lm)中的電流對CDS充電，直至其電壓達到Vin+nVout，其中Lm是變壓器的磁化電導。在t1，次級二極管接通，并且磁化電導的兩端箝位在反映的輸出電壓nVout上。在模式2中，通過CDS和Llk之間的諧振，CDS上的電壓增加到Vin+Vsn，從而接通緩沖器二極管。因此，漏極電壓箝位在Vin+Vsn(在模式3期間)。CDS和Llk之間的諧振由于減幅如模式2一樣在模式4中恢復。
當電感和電容與DC電壓源(Vdc)串聯(lián)諧振時，電容上的電壓和通過電感的電流可繪制在一個平面中。在平面上，X軸是電壓，Y軸是電流。如果將L-C回路的特性阻抗乘以Y軸而使兩個軸的單位相同，電壓和電流的軌跡將顯示一個圓，圓的原點在(Vdc, 0)，半徑為起點和原點之間的長度。使用這種圖形方式來理解諧振，就很容易找到圖4中t2的實際峰值漏極電流。在模式1~4期間，iDS(t)和vDS(t)繪制在諧振坐標中，如圖5所示。
圖5：諧振坐標中的模式分析
模式1中是圓，圓的原點在(Vin,0)，起點在(0,ZmIpeak)。它一直持續(xù)到vDS(t)達到Vin+nVout，如圖4中所示。根據(jù)圖5的模式1，圓的等式如下：
(4)
其中Zm是Lm+Llk和CDS、√((Lm+Llk)/CDS)的特性阻抗。
模式2中是橢圓，橢圓的原點在(Vin+nVout,0)，起點在(A, B)。通過坐標映射，圓變成橢圓，因為特性阻抗從√((Lm+Llk)/CDS)變?yōu)?radic;(Llk/CDS)。根據(jù)圖5的模式2，橢圓的等式如下：
(5)
緩沖器二極管在模式2的末端接通，即點(C,D)。因此，當緩沖器二極管接通時實際峰值電流為D/Zm，即D/√((Lm+Llk)/CDS)。根據(jù)等式(4)和(5)，實際峰值電流Ipk,sn如下：
(6)
應在等式(3)中使用Ipk,sn而非Ipeak，以獲得更精確的Rsn。
通常情況下，根據(jù)Ipeak近似值選擇Rsn，相應地Rsn是一個過度設計的值，因為Psn被高估。使用Ipk,sn，我們可以得到一個更精確、更小的Psn估計值，因此Rsn也更大。
3. 結論
我們可以使用諧振坐標找到精確的緩沖器峰值電流。根據(jù)等式(3)和(6)，Llk、Ipk,sn和fsw應減小，而CDS應增加，以減少緩沖器損失。但這可能會帶來一些副作用，如更高的開關損耗、更大尺寸的變壓器等等。因此，在設計時必須考慮到所有因素。本文中提供的精確等式將幫助系統(tǒng)設計人員輕松設計RCD緩沖器。
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