運算放大器電路的固有噪聲分析與測量(四)

第四部分：SPIC噪聲分析介紹

在本系列的第三部分，我們對簡單的運算放大器電路進行了實際分析。在本部分中，我們將采用所謂“TINASPICE”電路模擬套件來分析運算放大器電路。TINASPICE能夠就SPICE套件進行傳統(tǒng)類型的模擬（如dc、瞬態(tài)、頻率域分析、噪聲分析等）。此外，TINA-TI還配有眾多TI模擬宏模型。

在本部分，我們將介紹TINA噪聲分析以及如何證明運算放大器的宏模型能準確對噪聲進行建模。重要的是，我們應當了解，有些模型可能不能對噪聲做適當建模。為此，我們可以用一個簡單的測試步驟來加以檢查，并通過用分離噪聲源和通用運算放大器開發(fā)自己的模型來解決這一問題。

測試運算放大器噪聲模型的準確性

圖4.1顯示了用于確認運算放大器噪聲模型準確性的測試電路。CCV1是一種流控電壓源，我們用它來將噪聲電流轉換為噪聲電壓。之所以要進行這種轉換，是因為TINA中的“輸出噪聲分析”需要對噪聲電壓進行嚴格檢查。CCV1的增益必須如圖所示設為1，這樣電流就能直接轉換為電壓。運算放大器采用電壓輸出器配置，這樣輸出就能反映輸入噪聲情況。TINA能夠識別到兩個輸出測量節(jié)點“voltage_noise”與“current_noise”，它們用于生成噪聲圖。由于TINA需要輸入源才能進行噪聲分析，因此我們添加了信號源VG1。我們將此信號源配置成正弦曲線，但這對噪聲分析并不重要（見圖4.2）。

圖4.1：配置噪聲測試電路（設置CCV1增益為1）

隨后，我們可從下來菜單中選擇“分析噪聲分析”（如圖4.3所示），進行噪聲分析，這將生成噪聲分析表。然后輸入需要的起始和終止頻率。該頻率范圍由受測試的運算放大器的規(guī)范決定。就本例而言，OPA227的規(guī)范要求頻率范圍為0.1Hz～10kHz，也就是說，這就是適合本例的頻率范圍。隨后，在“圖表”項下選擇“輸出噪聲”選項，便可針對電路中每個測量節(jié)點（儀表）生成不同的頻譜密度曲線。這樣，我們進行分析時，就能獲得兩個頻譜密度曲線圖，一個是針對“電壓噪聲”節(jié)點，另一個則是針對“電流噪聲”節(jié)點。

圖4.3：執(zhí)行“噪聲分析”選項

圖4.4顯示了噪聲分析的結果。我們可用一些簡單的方法來將曲線轉換為更有用的形式。首先，我們點擊“視圖”菜單下的“曲線分離”，隨后，再點擊Y軸并選擇“對數(shù)”標度。根據(jù)適當范圍設置上下限（四舍五入到10的N次冪）。點數(shù)調節(jié)為1+Number_of_Decades。在本例中，我們有三個十倍頻程（即100f～100p），因此，我們需要四點（見圖4.5）。

圖4.4：轉變?yōu)楦杏玫母袷降暮唵畏椒ǎㄇ€分離）

圖4.5：轉變?yōu)楦杏玫母袷降暮唵畏椒ǎㄗ優(yōu)閷?shù)標度）

我們將模擬結果與圖4.6中的OPA227數(shù)據(jù)表相比較。請注意，二者幾乎相同。這就是說，OPA227的TINA-TI模型能準確進行噪聲建模。我們對OPA627模型也采用與上述相同的步驟，圖4.7顯示了測試結果，發(fā)現(xiàn)OPA627模型沒能通過測試。OPA627模型的電流噪聲頻譜密度約為3.5E-21A/rt-Hz，而規(guī)范要求則為2.5E-15A/rt-Hz。此外，模型中的電壓噪聲未體現(xiàn)l/f區(qū)。下面，我們將為這款運算放大器建模，實現(xiàn)適當?shù)脑肼暯！?/P>

圖4.6：OPA227通過建模測試

圖4.7：OPA627未通過建模測試

建立自己的噪聲模型

在第二部分中，我們曾介紹過運算放大器噪聲模型，它包括運算放大器、電壓噪聲源和電流噪聲源。我們將用分離噪聲源和通用運算放大器來構建這一噪聲模型。模擬與Rf模型(Analog&Rfmodels)公司的BillSands為TI開發(fā)了分離噪聲源。您可從TI網站www.ti.com下載這種噪聲源，只需搜索“TINA-TI應用原理圖”并查找“噪聲分析”文件夾即可。我們還在附錄4.1和4.2中給出了“TINA宏”列表。

圖4.8顯示了用于創(chuàng)建噪聲模型的電路。請注意，這就是我們此前使用的測試電路配置。該電路配置中有一個連接在輸入端之間的電流噪聲源。嚴格地說，實際上有兩個電流噪聲源。不過，我們從產品說明書很難說清楚這些信號源之間的相互關系。而且，在電流反饋放大器中這些信號源的信號幅度不同。我們在以后的文章中將更詳細地探討上述問題。我們將對電路加以定制，以便對OPA627的噪聲特點進行適當建模。

圖4.8：采用分離噪聲源的運算放大器噪聲模型

首先，我們應配置噪聲電壓源。這只需在噪聲源上右擊并選擇“進入宏”即可（見圖4.9）。進入“宏”后，彈出文本編輯器，為SPICE宏模型給出了源列表。圖4.10顯示了應加以編輯的“.PARAM”信息，以匹配于數(shù)據(jù)表。請注意，NLF是l/f區(qū)中某一點的噪聲頻譜密度（單位為nV/rt-Hz）。FLW是選中點的頻率。

圖4.9：進入宏以配置噪聲電壓源

圖4.10：輸入1/f區(qū)數(shù)據(jù)

隨后，我們應輸入寬帶噪聲頻譜密度，這里要用到NVR參數(shù)。請注意，由于寬帶噪聲強度就所有頻率而言都是一樣的，因此這里不需要輸入頻率（見圖4.11）。輸入噪聲信息之后，我們必須編輯并關閉SPICE文本編輯器。點擊“校驗框”，注意到狀態(tài)欄會顯示“編輯成功”消息。在“文件”菜單下選擇“關閉”，返回原理圖編輯器（見圖4.12）。

圖4.11：輸入寬帶區(qū)數(shù)據(jù)

我們對電流噪聲源也要采取相同步驟。就此示例來說，電流源沒有1/f噪聲。這時，寬帶頻譜密度和1/f“.PARAM”均設為2.5fA/rt-Hz。1/f頻率通常設為非常低的頻率，如0.001Hz（見圖4.13）。

圖4.12：編輯“宏”并“關閉”

圖4.13：輸入電流噪聲源數(shù)據(jù)

現(xiàn)在，我們對兩種噪聲源都進行了適當配置，接下來就要編輯通用運算放大器模型中的一些AC參數(shù)了。具體說來，必須輸入開環(huán)增益和主導極點，因為它們會影響放大器的閉環(huán)帶寬，反過來閉環(huán)帶寬又會影響電路的噪聲特性。開環(huán)增益在數(shù)據(jù)表中通常采用dB為單位。我們可用方程式4.1將dB轉換為線性增益。我們還可用方程式4.2來計算Aol曲線中的主導極點。例4.1就OPA627進行了主導極點計算。圖4.14給出了主導極點的圖示。

方程式4.1：將dB轉化為線性增益

方程式4.2：計算主導極點

例4.1：查找OPA627的線性開環(huán)增益和主導極點

圖4.14：增益主導極點與頻率關系圖

下面，我們應編輯通用運算放大器模型，其中包括開環(huán)增益和主導極點。只需雙擊運算放大器標志并按下“類型”按鈕即可，這將啟動“目錄編輯器”。在“目錄編輯器”中，我們要修改“開環(huán)增益”以匹配于我們在例4.1中計算所得的結果。圖4.15概述了相關步驟。

現(xiàn)在，運算放大器的噪聲模型已經構建完畢。圖4.16顯示了模型上運行測試的過程及結果。正如我們所期望的那樣，新模型與數(shù)據(jù)表剛好匹配。

用TINA分析第三部分中的電路

圖4.17顯示了采用TinaSPICE的OPA627建模原理圖。請注意，第四部分討論了通過用分離噪聲源和通用運算放大器開發(fā)自己的模型來對噪聲進行適當建模的方法，此外，電阻Rf和R1匹配于第三部分中的示例電路。

圖4.17：OPA627電路示例

我們可從下來菜單中選擇“分析噪聲分析”，進行TinaSPICE噪聲分析，這將生成噪聲分析表。我們可在噪聲分析表上選擇“輸出噪聲”和“總噪聲”選項?！拜敵鲈肼暋边x項將針對所有測試點（即帶儀表的節(jié)點）生成噪聲頻譜密度圖。“總噪聲”將生成功率譜密度曲線圖積分結果。我們可通過總噪聲曲線明確電路的均方根輸出噪聲電壓。圖4.18顯示了如何執(zhí)行噪聲分析。

圖4.18：運行噪聲分析

圖4.19和圖4.20顯示了TINA噪聲分析的結果。圖4.19給出了放大器輸出處的噪聲頻譜密度（即輸出噪聲）。該曲線結合了所有噪聲源，并包括噪聲增益的效果和噪聲帶寬。圖4.20顯示了給定帶寬下放大器輸出處的總噪聲。我們也可以求功率頻譜密度曲線的積分（即電壓頻譜密度的平方），從而推導出該曲線。請注意，該曲線在高頻下為常量，即323uVrms。這一結果與第三部分中計算得出的均方根噪聲相匹配（我們計算所得的噪聲為324uV）。還要注意，該噪聲為常量，這是由于運算放大器的帶寬限制使然。

圖4.19：輸出噪聲圖結果

圖4.20：總噪聲圖結果

本文總結和下文內容提要

在本文中，我們介紹了稱作 TINA SPICE 的電路模擬套件。我們用 TINA 開發(fā)了一套簡單的測試步驟來檢查運算放大器模型是否可以準確對噪聲進行建模。在某些情況下，有的模型不能通過測試，因此，我們就用分離噪聲源和通用運算放大器開發(fā)出了我們自己的模型。我們還用 TINA 來計算第三部分實際分析中所用的示例電路的噪聲。在第五部分，我們將分析測試噪聲的方法，特別是要對此前章節(jié)中的噪聲計算結果進行物理測量。

致謝!

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