一種二極管箝位級聯(lián)拓?fù)湓谥彬?qū)風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用研究

0 引言
    為滿足風(fēng)力發(fā)電對高壓、大功率和高品質(zhì)變流器的需求，多電平變流器拓?fù)?/strong>得到了廣泛關(guān)注。變流器采用多電平方式后，可以在常規(guī)功率器件耐壓基礎(chǔ)上，實現(xiàn)高電壓等級，獲得更多級(臺階)的輸出電壓，使波形更接近正弦，諧波含量少，電壓變化率小，并獲得更大的輸出容量。多電平變流器具體電路拓?fù)淇煞譃?類：二極管箝位型、雙向開關(guān)互聯(lián)型、飛跨電容型、兩電平變流器組合型、單相H橋級聯(lián)型等。其中單相級聯(lián)H橋型和二極管中點箝位型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，控制靈活，近年來在大功率變頻調(diào)速、無功補償、大功率穩(wěn)壓電源等方面均有較多的應(yīng)用；在PWM控制方法中，研究較多的是特定諧波消除PWM調(diào)制、多載波SPWM調(diào)制、載波相移SPWM調(diào)制和空間矢量調(diào)制等。
    雖然級聯(lián)H橋型多電平拓?fù)浜投O管中點箝位三電平拓?fù)涞膽?yīng)用已經(jīng)比較成熟，但是當(dāng)需要的電平數(shù)進(jìn)一步增加時，前者需要更多的獨立直流電源，后者則需要更多的箝位器件并存在電容電壓平衡的問題，所以，目前二極管箝位多電平以三電平和五電平為主。因此，將級聯(lián)H橋和二極管箝位三電平拓?fù)湎嘟Y(jié)合，則可以利用兩者的優(yōu)勢，針對這種結(jié)構(gòu)有不同的控制方法，如消諧波SPWM控制、SVPWM控制等。
    本文針對二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)?，提出了一種消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的控制方法，通過采用不同相位的三角載波，使二極管箝位五電平H橋能夠方便地產(chǎn)生多電平輸出，同時使五電平功率單元可以方便地級聯(lián)在一起。對這種拓?fù)湓谟来?strong>直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用進(jìn)行了初步探索，采用18相永磁同步發(fā)電機+移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平級聯(lián)H橋，能夠進(jìn)一步提高輸出電壓和功率等級，為風(fēng)力發(fā)電輸出不用升壓變壓器即可直接并入中壓電網(wǎng)提供了進(jìn)一步的可能性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析
    圖1是本文采用的二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)湓谥彬?qū)型變速恒頻風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用原理圖，其中圖1(a)為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡圖，圖1(b)為二極管箝位五電平H橋功率單元原理圖。圖1(a)中風(fēng)電機組拖動多相永磁同步發(fā)電機，永磁同步發(fā)電機為18相電機，共有6組輸出繞組，每組繞組間相位差20°，每組繞組分別進(jìn)入二極管箝位功率單元，共有6個功率單元構(gòu)成三相逆變器，每2個功率單元進(jìn)行級聯(lián)構(gòu)成一相輸出，三相輸出通過濾波電感并入電網(wǎng)。圖1(b)中，輸入為永磁同步發(fā)電機的一組三相繞組，經(jīng)過三繞組移相變壓器，移相變壓器為DDY結(jié)構(gòu)，匝比為1:1:，副邊兩路輸出的相位差30°，由12脈波二極管整流器整流得到獨立的直流電源，其中直流側(cè)電容由兩個電解電容串聯(lián)構(gòu)成，電容的中點作為二極管箝位功率電路的中點，并且和兩個6脈波二極管整流器的中點連接，直流電經(jīng)過二極管箝位五電平H橋進(jìn)行逆變，輸出單相交流電。由功率單元1、2、3分別和4、5、6級聯(lián)構(gòu)成三相輸出。

    圖1的電路結(jié)構(gòu)是二極管箝位三電平和H橋電路的結(jié)合。為獲得單相九電平輸出，二極管箝位型多電平變換器每相需要16個功率器件、56個箝位二極管，三相只需要一個直流電源，但是箝位二極管數(shù)量較多，對其耐壓要求較高，提高了系統(tǒng)成本，并存在電容電壓平衡問題，這給控制和實際應(yīng)用帶來困難。常規(guī)兩電平級聯(lián)H橋多電平變換器為獲得九電平輸出需要同樣的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要12路獨立直流電源，需要的獨立電源數(shù)量較多。圖1的電路結(jié)構(gòu)，以兩個二極管箝位三電平橋臂構(gòu)成五電平H橋，再以兩個五電平H橋?qū)崿F(xiàn)單相九電平輸出，需要的功率器件一樣，每相只需要8個箝位二極管，三相共需要6路獨立直流電源，大大減少了箝位二極管和獨立直流電源的數(shù)量，從而綜合了兩種多電平電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢。
    圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以概括為多相永磁同步發(fā)電機+移相變壓器+12脈波整流器+三相二極管箝位級聯(lián)逆變器，其中功率單元的結(jié)構(gòu)為移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平H橋逆變器。采用這樣的電路結(jié)構(gòu)方便進(jìn)行模塊化設(shè)計，能夠在常用功率器件電壓等級的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的功率等級和電壓等級，隨著多相永磁同步發(fā)電機應(yīng)用的不斷增加，可以方便地提供多路獨立直流電源，電壓等級的提高使輸出不用接變壓器即可并入更高一級的電網(wǎng)成為可能。
    使用移相變壓器和12脈波整流器構(gòu)成變流器的輸入環(huán)節(jié)，實現(xiàn)簡單，可靠性高，能夠在發(fā)電機側(cè)獲得接近正弦波的電流波形，提高電機側(cè)的功率因數(shù)，有效降低電機的損耗；二極管箝位五電平H橋單元構(gòu)成的功率單元，能夠和常規(guī)H橋一樣方便地進(jìn)行級聯(lián)，二極管箝位電路中點與12脈波整流器中點連接，能夠有效保持每個功率單元中點電位的平衡，從而降低了控制的難度。輸出電壓電平數(shù)的增加，可以大大降低輸出THD和dv／dt，使逆變器功率器件的開關(guān)頻率進(jìn)一步降低，從而減小開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率，同時減小輸出濾波電感的體積和重量，降低濾波器的成本。

2 控制原理
    消諧波SPWM可以直接用于二極管箝位型、電容箝位型多電平電路，也適用于其他類型的多電平結(jié)構(gòu)，載波相移SPWM一般用在級聯(lián)H橋型、電容箝位型多電平電路。本文針對圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的調(diào)制方法，能夠較好地應(yīng)用在二極管箝位五電平級聯(lián)H橋電路中。
    圖2是所采用的載波調(diào)制原理圖，其中圖2(a)是a相二極管箝位功率單元級聯(lián)結(jié)構(gòu)圖，圖2(b)是載波調(diào)制方法原理圖，以a相為例進(jìn)行說明。圖2(a)中，二極管箝位五電平H橋功率單元1和單元4級聯(lián)構(gòu)成a相輸出，假設(shè)圖2(a)中功率單元1的兩個三電平橋臂自左而右分別為橋臂1和橋臂2，功率單元4的兩個三電平橋臂自左而右分別為橋臂3和橋臂4，對應(yīng)圖2(b)中，載波uc1、uc2和uc3、uc4分別為橋臂1和橋臂2使用的載波，載波uc5、uc6和uc7、uc8分別為橋臂3和橋臂4使用的載波，ua為a相正弦參考波。載波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8為幅值、相位完全一樣但位置不同的三角載波，對應(yīng)功率單元中的每個橋臂，采用的是消諧波SPWM方法，橋臂1、2、3、4之間是載波相移SPWM方法，假設(shè)橋臂1的載波相位為0°，則橋臂2的載波相位為180°，橋臂3的載波相位為90°，橋臂4的載波相位為270°，因此圖2所示的載波調(diào)制方法是消諧波SPWM和載波相移SPWM的結(jié)合。以功率單元1為例說明，橋臂1的4個功率器件，S1和S3的驅(qū)動互補，S2和S4的驅(qū)動互補，ua與載波uc1進(jìn)行比較作為S1的驅(qū)動信號，當(dāng)ua>uc1時驅(qū)動為正，否則為負(fù)，同樣ua與uc2比較作為S2的驅(qū)動信號；橋臂2的4個功率器件，S5和S7的驅(qū)動互補，S6和S8的驅(qū)動互補，ua與載波uc3進(jìn)行比較作為S8的驅(qū)動信號，當(dāng)ua>uc3時驅(qū)動為正，否則為負(fù)，同樣ua與uc4比較作為S7的驅(qū)動信號。同樣道理可以得到功率單元4的驅(qū)動波形。分別以三相正弦波作為調(diào)制波，即可得到三相二極管級聯(lián)逆變器所有功率器件的驅(qū)動波形。

    采用圖2所示的載波調(diào)制方法，能夠結(jié)合消諧波SPWM和載波相移SPWM兩種方法的優(yōu)勢，前者輸出諧波特性較好，后者容易保持各橋臂間的功率平衡。同時采用這種方法能使逆變器在輸出九電平的情況下等效載波頻率加倍，可以降低器件的開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗，提高逆變器效率，降低輸出濾波器的體積和重量。

3 仿真結(jié)果
    根據(jù)以上拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制原理，利用仿真軟件PSIM6．0搭建了系統(tǒng)模型。仿真參數(shù)如下：每一支路的直流側(cè)電壓為±400V，直流側(cè)電容為3400μF(6800μF兩串)，功率器件為IGBT和二極管，為簡化仿真，輸出采用LC濾波+星接阻性負(fù)載，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；輸出電壓頻率為50Hz，開關(guān)頻率為3kHz。
    以下主要給出三相二極管箝位五電平級聯(lián)H橋逆變器的仿真波形。圖3所示是一相的相電壓仿真波形及其FFT分析，從圖3(a)可以看出，輸出相電壓波形為9電平，最高平臺電壓為1．6kV，圖3(b)為對應(yīng)的FFT分析，可見諧波主要集中在開關(guān)頻率的4n(n=1，2，3…)倍頻率處，也即12kHz的整數(shù)倍頻率附近，可見采用這種控制方法，使逆變器的等效開關(guān)頻率提高為原來的4倍。

    圖4為線電壓的仿真波形及其FFT分析，因為相電壓波形為9電平，因此理論上線電壓波形可以得到17電平輸出，這一點在圖4(a)中得到了證實，對線電壓進(jìn)行FFT分析，見圖4(b)，諧波同樣集中在12kHz的整數(shù)倍頻率附近。

　

    圖5是a相電流的仿真波形及其FFT分析。從圖5(a)中可以看到，輸出電流波形非常接近正弦波，圖5(b)顯示諧波含量非常小。

　

4 實驗結(jié)果
    根據(jù)系統(tǒng)原理和仿真結(jié)果構(gòu)建了實驗系統(tǒng)。
實驗參數(shù)如下：移相變壓器變比為1:1:，直流側(cè)電容為兩個6800μF電解電容串聯(lián)，逆變器功率模塊采用三菱公司IPM模塊，控制器采用TMS320F2407+FPGA，負(fù)載參數(shù)與仿真相同，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；輸出電壓頻率為50Hz，開關(guān)頻率為3kHz。由于受實驗條件限制，實驗中直流側(cè)電壓相對較低，將在隨后的研究中進(jìn)一步提高電壓等級。
    以下是部分實驗結(jié)果。圖6是輸入側(cè)電壓電流和直流側(cè)電壓波形，其中uia(Ch1)和iia(Ch3)分別是移相變壓器輸入側(cè)a相電壓和電流波形，udc是直流側(cè)電壓(Ch2)波形。從圖中可以看到，電流波形接近正弦波，和輸入電壓的相位基本一致，可見通過移相變壓器和12脈波整流器，能夠明顯改善輸入側(cè)的電流波形質(zhì)量，提高輸入功率因數(shù)，降低發(fā)電機的諧波損耗，通過12脈波整流器得到的直流側(cè)電壓較為平穩(wěn)，能夠滿足逆變器的需要。

    圖7是a相輸出電壓和電流波形，其中uoam是相電壓波形(Ch1)，ioa是電流波形(Ch2)。從圖中可以看到，輸出相電壓波形為9電平，電流波形經(jīng)過電感濾波后，波形質(zhì)量也比較高，對應(yīng)的諧波成份也比較少。

5 結(jié)語
    本文采用的二極管箝位五電平H橋級聯(lián)拓?fù)?，結(jié)合了兩種多電平拓?fù)涞膬?yōu)勢，使輸出電壓在常規(guī)二極管箝位三電平電路的基礎(chǔ)上有了較大提高，相對于常用的單相級聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)，需要較少的獨立直流源，結(jié)合12脈波整流電路，對其在直接驅(qū)動型風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用進(jìn)行了初步探索，而多相永磁同步發(fā)電機目前的應(yīng)用也逐漸增多，可以提供所需的多路獨立直流電源。采用消諧波
SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的載波調(diào)制方法，通過多路相位不同的三角載波與調(diào)制波比較，產(chǎn)生功率器件需要的驅(qū)動脈沖，控制簡單，實現(xiàn)方便，基于DSP+FPGA的脈沖發(fā)生電路，使多路驅(qū)動的產(chǎn)生變得簡單。仿真和實驗結(jié)果表明，把消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的控制方法應(yīng)用于二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)?/strong>中，能夠進(jìn)一步提高輸出功率和電壓等級，提高等效載波頻率，降低器件的開關(guān)損耗和輸出濾波器的體積，為直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)在輸出沒有變壓器的情況下直接并入中壓電網(wǎng)提供了可能。