峰值電流模式控制中的斜波補(bǔ)償技術(shù)

摘要：PWM反饋技術(shù)在現(xiàn)代DC-DC芯片中得到了廣泛的應(yīng)用。詳細(xì)介紹了PWM式中峰值電流模式控制中的斜波補(bǔ)償技術(shù)的原理。并在此基礎(chǔ)上結(jié)合峰值電流模式控制方式，介紹了幾款常用、典型的斜波補(bǔ)償電路。
關(guān)鍵詞：電流模式控制；斜渡補(bǔ)償；PWM；占空比D

O 引言
    PWM反饋控制技術(shù)是電源芯片中常用的一種技術(shù)，它的基本原理就是在輸入變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準(zhǔn)信號的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)的動態(tài)脈沖寬度，使得開關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩(wěn)定。PWM的控制方式主要有兩種，即電壓模式控制和電流模式控制。電壓模式控制的控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、功率管源漏電壓、輸出電感電壓；電流?？刂频娜有盘栍校狠敵鲭娏鳌⑤敵鲭姼须娏?、開關(guān)器件峰值電流。
    下面介紹斜波補(bǔ)償?shù)脑砑霸陔娏髂Ｊ娇刂浦械膸卓钚甭恃a(bǔ)償電路。

為上升、下降斜率，單位A／S。)

         
    由上式可以得出如下結(jié)論：
    當(dāng)m2<m1，即D<50％時，電流誤差△In將逐漸趨于0，故而系統(tǒng)穩(wěn)定；
    當(dāng)m2>ml，即D>50％時，電流誤差△In將逐漸放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)失控。電源的抗干擾性能差，不能穩(wěn)定工作。
    為了使當(dāng)占空比大于50％時，系統(tǒng)仍穩(wěn)定，故引入斜率為一m的斜波補(bǔ)償信號。該方法就是在控制電壓VC上疊加斜坡補(bǔ)償電壓形成新的控制電壓輸入到PWM比較器一端，與PWM比較器另一端的電流反饋電壓比較。圖2是該種補(bǔ)償方法的原理示意圖。其中一m是補(bǔ)償斜坡電壓的斜率。

    由圖2可以證明，經(jīng)過一個周期，由△I0引起的電流誤差△Il為：

   
    經(jīng)過n個周期后，由△I0引起的電流誤差△In為：

   
    類似地，由上式可以推導(dǎo)出在占空比從0到1的范圍內(nèi)，使電流環(huán)穩(wěn)定的條件為：

    又因為：D·m1=（1-D）m2
    結(jié)合上面兩式，則得到在控制電壓VC上疊加斜坡補(bǔ)償電壓后保證系統(tǒng)穩(wěn)定的條件是：

   
    也就是說，若要保持系統(tǒng)始終穩(wěn)定，則需要使補(bǔ)償斜率大于電感電流下降斜率的一半，即m>0．5m2。

2 常見的幾種斜波產(chǎn)生電路
2．1 線性斜波
    如圖3所示。圖中的斜波是由振蕩電路產(chǎn)生的。該斜波產(chǎn)生的電路及原理均比較簡單，一般是由振蕩電路對電容C進(jìn)行充放電來實現(xiàn)的。但是振蕩電路一旦確定，其所產(chǎn)生的斜波將不在變化。當(dāng)輸入電壓突然變小或負(fù)載阻抗突然變小時。因為較大的輸出電容C及電感L相移延遲作用，輸出電壓的變小也延遲滯后，輸出電壓變小的信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路延遲滯后，故使暫態(tài)響應(yīng)較慢。

2．2 n階線性斜波

    由斜波補(bǔ)償?shù)脑淼弥?，如果斜波補(bǔ)少了，則當(dāng)占空比大于50％時仍存在開環(huán)不穩(wěn)定性。這時，我們就希望寧多勿少。但如果斜波過大(即補(bǔ)的過多)，電流模式控制將變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂疲?strong>電流模式控制的優(yōu)點將盡失。所以在補(bǔ)償過程中，必須對所補(bǔ)償?shù)男辈ù笮∵M(jìn)行必要的控制，得到合適的斜波。n階線性斜波所不同的是其斜波產(chǎn)生電路。如圖4所示基準(zhǔn)電壓經(jīng)電阻網(wǎng)絡(luò)分壓可獲得Va、Vb、Vc三個不同的閾值電壓，當(dāng)線性斜波信號加在三個晶體管的基極，隨著slope幅值的增加，Ql、Q2、Q3、依次導(dǎo)通，從而形成三階非線性斜波islope。
2．3 帶箝位的斜波補(bǔ)償電路
    加斜率補(bǔ)償后隨著占空比的增大，實際的電感電流峰值被降低了。這是因為隨著占空比的增大，斜率補(bǔ)償信號的幅度也會增大，從而導(dǎo)致峰值電流門限在主開關(guān)導(dǎo)通的后期顯著下降。當(dāng)占空比達(dá)到90％時，補(bǔ)償信號將電感峰值電流減小了30％(如圖6示)。解決途徑之一便是當(dāng)發(fā)生斜坡補(bǔ)償時提高控制門限電平。但是僅僅提高門限并不是個可靠的辦法，一是誤差放大器輸出的控制信號會經(jīng)過一個RC濾波網(wǎng)絡(luò)在反饋回PWM比較器中，該濾波網(wǎng)絡(luò)的時常數(shù)一般都很大，那么門限控制電平將無法跟上補(bǔ)償斜坡的快速變化。二是單純的提高門限則會將斜坡補(bǔ)償化為烏有。但是，若在斜波部分加入一個箝位電路，該箝位電路的箝位電壓可以根據(jù)斜坡信號的幅度加以調(diào)節(jié)，進(jìn)而保證在大占空比下電感峰值電流實質(zhì)上不變(如圖7示)。斜率補(bǔ)償信號的引入使得箝位電路的箝位閾值隨著斜率補(bǔ)償信號幅度的增減而增減，最后將其經(jīng)過處理的斜波補(bǔ)償信號箝位在V1和V2上經(jīng)ERR4輸出。

2．4 可外同步的斜波補(bǔ)償電路
    以上的斜波產(chǎn)生電路均是內(nèi)同步的，在有些通信系統(tǒng)的應(yīng)用中，系統(tǒng)同步是很重要的，整個系統(tǒng)需要在統(tǒng)一的時鐘下同步運行。因此需要斜波補(bǔ)償部分隨外部電路時鐘進(jìn)行變化。如圖8所示可外同步的斜波補(bǔ)償電路。下面介紹一下該電路中的各模塊及其作用：
    時鐘檢測及脈沖觸發(fā)電路：檢測到時鐘輸入時，將計數(shù)器預(yù)置一個數(shù)，并在每個時鐘周期內(nèi)產(chǎn)生一個脈沖。

    電容C1：在φA控制下充放電產(chǎn)生三角波。
    窗口比較器：限定三角波的峰值在Vref1<V<Vref2之間。
    計數(shù)器：外部時鐘有變化或三角波峰值電壓V不再Vrefl<V<Vref2時，觸發(fā)其進(jìn)行計數(shù)。當(dāng)V低于Vref1時上計數(shù)，每計一個數(shù)打開一個電源，加大對C1的充電流以提高斜波峰值；當(dāng)V高于Uref2時，在外時鐘同步下進(jìn)行下計數(shù)，每減一則關(guān)閉一個電流源，降低下一個時鐘周期的三角波峰值；當(dāng)Vref1<V<Vref2時，1ogic模塊將計數(shù)時鐘屏蔽，則打開固定的電流源，此時斜波峰值將不再變化。其整個工作過程的大概波形如圖9所示。由時序圖可以看到，斜波的產(chǎn)生與外部時鐘同步，并隨其改變。

2．5 非線性斜波產(chǎn)生電路
    以上的幾種斜波均是由振蕩器先產(chǎn)生一個三角鋸齒波，然后再經(jīng)過電路處理而得出補(bǔ)償信號。這樣所得出的補(bǔ)償信號總與電感電流存在一定的誤差。若三角鋸齒波由功率管的控制信號產(chǎn)生，并且其與經(jīng)過電路網(wǎng)絡(luò)處理后的電感電流做比較可以得到合適的斜波補(bǔ)償信號。這樣得到補(bǔ)償信號與實際所需補(bǔ)償誤差可以減到最小(如圖10所示)。當(dāng)PCT=0時，M1導(dǎo)通，電容開始充電。隨著時間的推移。C2上的電壓持續(xù)上升，當(dāng)V+接近Va時，即Va一V+<4VT，Vb開始上升，此時Q4工作在亞閾值區(qū)表現(xiàn)為三極管的非線性特性；當(dāng)Vb>Vbe1十I2R1時，Ql、Q2導(dǎo)通，則Va=V+并隨其上升。本來放大器剛脫離亞閾值區(qū)進(jìn)入線性區(qū)，隨著Va=V+并隨其上升，放大器又回到亞闞值區(qū)工作。從而完成對補(bǔ)償斜波的非線性調(diào)整。

3 結(jié)束語
    各種峰值電流?？刂频牟煌辈ㄑa(bǔ)償電路具有各自不同的優(yōu)點，在設(shè)計時應(yīng)根據(jù)具體情況選擇合適的控制及補(bǔ)償模式。其選擇一定要結(jié)合考慮具體開關(guān)電源的輸入電壓要求、主電路拓?fù)浼捌骷?、高頻噪聲、占空比范圍等。峰值電流模式控制的不同斜波補(bǔ)償電路都是不斷發(fā)展變化、相互聯(lián)系的，在一定條件下可以相互轉(zhuǎn)化和同時應(yīng)用的。