一種大電壓輸出擺幅低電流失配電荷泵的設(shè)計(jì)

摘要：在分析了基本鎖相環(huán)電荷泵工作機(jī)制的基礎(chǔ)上，提出一種新型的電荷泵結(jié)構(gòu)，該電荷泵在非常寬的電壓范圍內(nèi)具有很低的電流失配，解決了傳統(tǒng)電荷泵結(jié)構(gòu)所具有的電荷注入、時鐘饋通和電荷共享等問題，并且非常容易實(shí)現(xiàn)電荷泵充放電電流的數(shù)字控制?；赟MI(：O．18 gm cMOSRF工藝庫設(shè)計(jì)的實(shí)際電路，使用Cadence工具仿真結(jié)果表明，在電源電壓2.O V時，輸出電壓為O.3～1.63 V，充放電電流最大失配率小于0.1％，電流絕對值偏移率小于O.6％，說明這種新型電荷泵結(jié)構(gòu)具有良好的性能。
關(guān)鍵詞：鎖相環(huán)；電荷泵；電流失配；數(shù)字控制

0 引 言
    CMOS電荷泵鎖相環(huán)以其高速、低抖動、低功耗和易集成等特點(diǎn)，已廣泛用于接收機(jī)芯片、時鐘恢復(fù)電路中，如圖l所示，電荷泵對整個電荷泵鎖相環(huán)性能具有關(guān)鍵的作用，如果電荷泵的充放電電流能夠在很大的輸出電壓范圍內(nèi)具有高精度的匹配，在PLL鎖定某個頻率時，LPF提供給VCO的控制電壓將是一個常數(shù)，它將顯著降低VCO輸出頻率的抖動，提高VCO的相位噪聲特性，并且VCO可以具有很大的調(diào)諧范圍。

l 傳統(tǒng)電荷泵工作機(jī)制
    傳統(tǒng)電荷泵結(jié)構(gòu)如圖2所示。

    它主要由兩個受控開關(guān)的電流源組成，通過PFD比較Fref和Fdiv的相位，如果Fref相位超前于Fdiv，則輸出UP為高電平，DN為低電平，Iup給LPF電容充電，使得VC0的控制電壓上升，控制VCO的輸出信號頻率升高；如果Fdiv相位超前于Fref，則輸出uP為低電平，DN為高電平，LPF電容通過Idown。放電，使得VCO的控制電壓下降，控制VCO的輸出信號頻率降低；如果Fref和Fdiv的相位相同，PLL達(dá)到鎖定狀態(tài)，則UP和DN信號控制充放電電流源同時打開或關(guān)閉，具體工作狀態(tài)如表1所示。

    在電路鎖定狀態(tài)，為了消除PFD的死區(qū)，電荷泵的充放電電流源在每個周期需要同時打開一段時間，如果這兩個電流源的電流大小不精確匹配，假設(shè)Iup大于Idown，則將有Iup。減去Idown大小的電流為LPF電容充電，使得VCO的控制電壓升高，繼而使得VCO的輸出頻率發(fā)生變化，降低了輸出時鐘的噪聲性能。而在電荷泵的充放電電流同時關(guān)閉時，由于MOS管開關(guān)的源極和漏極寄生電容以及溝道反型層中存儲了電荷，導(dǎo)致電荷注入到IPF的電容上，從而引起VCO輸出頻率的變化，克服電荷共享最有效的方法是在充放電開關(guān)斷開時用單位增益運(yùn)放將輸出電壓復(fù)制到電流源漏端。由電荷泵的非理想特性導(dǎo)致的開關(guān)時間延時、充放電電流失配和電荷注入引起的PLL輸出信號的相位偏差為：

   
式中：△Ton為充放電電流源同時打開時間；Tref為參考時鐘信號周期；△i為電荷泵的失配電流；Icp。為電荷泵充放電電流；△td為電荷泵開關(guān)延時時間。式(1)表明，在參考頻率固定時，可以通過減小失配電流和縮短開關(guān)同時打開時間來誠小輸出信號的相位誤差，而△Ton需要用來克服PFD的死區(qū)，因此，充放電電流的匹配程度對電荷泵的主要性能影響很大，提高充放電電流的匹配特性在設(shè)計(jì)電荷泵時需要著重考慮。

2 新型電荷泵設(shè)計(jì)
    圖3為本文提出的新型電荷泵結(jié)構(gòu)，其中M1～M12構(gòu)成一個一級的軌到軌運(yùn)算放大器，M1和M2構(gòu)成這個運(yùn)算放大器的P管輸入極，M3和M4構(gòu)成N管輸入級，M7～M12構(gòu)成運(yùn)放的電流求和電路，將差分輸入產(chǎn)生的小信號電流轉(zhuǎn)換成單端的電壓輸出，M15～M18構(gòu)成這個運(yùn)算放大器的第二級，M16的漏極接到：M1的柵極構(gòu)成單位負(fù)反饋，因此可以保證M。和M2的柵極具有相同的電壓，也就是說M15和M19具有相同的漏極電壓，M17和M21也具有相同的漏極電壓。M15和M18的柵極分別接到最低電位和最高電位，使這兩個管子都工作在深線性區(qū)，所以M15～M18這條支路始終有電流，電流大小為：

    這個電流并不受UP和DN的信號狀態(tài)影響。A，B在UP和DN同時為低電平時分別為高電平和低電平，否則為低電平和高電平。假設(shè)：

    下面分析這個電荷泵的四種工作狀態(tài)：
    (1)狀態(tài)1：UP為高電平，DN為低電平，電荷泵為LPF充電開關(guān)管M20打開，M22關(guān)閉。由于運(yùn)算放大器的存在，M15和M19的三個端口都處在相同的電位，因此I19＝aI15電荷泵以aI15大小的電流對LPF電容充電。
    (2)狀態(tài)2：UP為低電平，DN為高電平，LPF通過電荷泵放電開關(guān)管M20關(guān)閉，M22打開。由于運(yùn)算放大器的存在，M17和M21的三個端口都處在相同的電位，因此I21＝aI17泵以aI17大小的電流對LPF電容放電。
    (3)狀態(tài)3：UP，DN同時為高電平，LPF輸出電壓保持穩(wěn)定開關(guān)管M20，M22同時打開。在正常工作狀態(tài)下，因?yàn)檫\(yùn)放的存在，使得I21＝aI17，I19＝aI15，而I17＝I15，因此I21＝I19。M19中的電流全部從M21中流到地，因此LPF電容電壓保持不變。
    (4)狀態(tài)4：UP，DN同時為低電平，LPF輸出電壓保持穩(wěn)定開關(guān)管M20，M22同時關(guān)閉，此時A，B分別為高電平和低電平，控制開關(guān)管M21，M22同時打開，因此M19和M21的漏極電壓都為LPF上的電容電壓，克服了電荷共享。
    本結(jié)構(gòu)還可以輕易地實(shí)現(xiàn)充放電電流的數(shù)字控制，如圖3框內(nèi)所示，假設(shè)：

   
    則可以通過2個比特控制充放電電流的三種可能(另一種充放電電流的可能為0 mA)，分別為：aIref，βIref，(α+β)Iref，這在PLL的設(shè)計(jì)中具有實(shí)際意義，因?yàn)槌浞烹婋娏鞯拇笮≈苯佑绊慞LL的帶寬口，因此可以根據(jù)實(shí)際情況調(diào)整電荷泵的充放電電流來調(diào)整PLL的帶寬，實(shí)現(xiàn)帶寬可數(shù)字控制的PLL系統(tǒng)。

3 仿真結(jié)果
    電荷泵電路采用SMIC 0.18μmC2MOSRF工藝庫設(shè)計(jì)，充放電電流為0.4 mA，基于(2adence SpectreRF仿真得到充放電電流隨輸出電壓變化的曲線如圖4所示，可以看到，輸出電壓在0.3～1.62 V內(nèi)，充放電電流最大失配率小于O.1％，電流絕對值偏移率小于0.6％。

    在UP高電平比DN高電平多50 ns，CP接100 pF負(fù)載電容時仿真得到圖5所示電荷泵充電效果曲線。

    在UP高電平比DN高電平少50 ns，CP接100 pF負(fù)載電容時仿真得到圖6所示電荷泵放電效果曲線。
    從仿真效果曲線可以看出，電荷泵輸出電壓只在狀態(tài)1和狀態(tài)2時才發(fā)生改變，輸出電壓變化平穩(wěn)，無抖動，在狀態(tài)3和狀態(tài)4時，輸出電壓保持不變。

4 結(jié) 語
    提出一種新型的電荷泵結(jié)構(gòu)，電路采用軌到軌(rail-to-rail)的運(yùn)算放大器來保證充電電流和放電電流的精確復(fù)制,采用SMIC O.18μm CMOSRF工藝設(shè)計(jì)的實(shí)際電路仿真結(jié)果表明，該結(jié)構(gòu)在很大的電壓范圍內(nèi)具有充放電電流精確匹配的特性，消除了傳統(tǒng)電荷泵存在的非理想特性，并且容易實(shí)現(xiàn)充放電電流的數(shù)字控制，從而實(shí)現(xiàn)PLL帶寬的數(shù)字控制，對PLL的設(shè)計(jì)具有實(shí)際意義。