超低中頻CMOS下混頻器的設(shè)計

摘 要：低中頻架構(gòu)由于其鏡像抑制能力強，易于集成等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用于接收機的設(shè)計中?；祛l器作為接收機的重要模塊之一，它的主要作用是完成頻率轉(zhuǎn)換，其性能對接收機有很大的影響。設(shè)計了一個工作于GSM 850頻帶的超低中頻CMOS混頻器。為了提高轉(zhuǎn)換增益和降低噪聲，輸入級加入了分流單元。在輸出級應(yīng)用共模反饋穩(wěn)定輸出電平?；祛l器工作的頻帶為869～894 MHz，中頻輸出為100 kHz。仿真結(jié)果顯示增益為17 dB，三階交調(diào)點為9．6 dB，噪聲系數(shù)為17．5 dB。
關(guān)鍵詞：超低中頻；CMOS；下混頻器；Girlbert

    隨著無線通信的迅猛發(fā)展，人們對無線通信收發(fā)機提出了越來越高的要求。低中頻架構(gòu)的接收機由于集成度高，鏡像抑制能力強等諸多優(yōu)點而被廣泛使用?；祛l器作為接收機的重要模塊之一，它的主要功能是完成頻率轉(zhuǎn)換，其性能優(yōu)劣對接收機有很大的影響。本文采用TSMC 0．18μm CMOS工藝實現(xiàn)了一個應(yīng)用于GSM頻帶(869～894 MHz)的下混頻器，混頻器采用的結(jié)構(gòu)為Gilbert雙平衡結(jié)構(gòu)，輸出為100 kHz的超低中頻，得到了良好的設(shè)計結(jié)果。

1 主體電路設(shè)計
    圖1是典型的Gilbert單元。圖中差分管M1和M2為混頻器的跨導(dǎo)級，M3，M4，M5，M6為混頻器的開關(guān)級。射頻信號由M1和M2管的柵極輸入，本振信號由M3，M4，M5，M6柵級輸入，中頻信號由開關(guān)管的漏級輸出。本振信號足夠強時，混頻器輸出的電流為：

    該電流經(jīng)過輸出負(fù)載以后轉(zhuǎn)化為所需要的電壓信號。基于簡單的Gilbert結(jié)構(gòu)，為了達(dá)到要求的性能，對電路進(jìn)行了如下的改進(jìn)。具體的電路設(shè)計如圖2所示。

1．1 驅(qū)動級的設(shè)計
    在驅(qū)動級去掉了尾電流源，使用電流鏡結(jié)構(gòu)對M1和M2管進(jìn)行偏置。這樣做的好處就是可以提高電路的線性度，提高輸出電壓裕度。雖然無尾電流源結(jié)構(gòu)可能使得更多的襯底噪聲進(jìn)入信號通道，但是通過精心的版圖設(shè)計可以很好地減少襯底的影響。混頻器的線性度和驅(qū)動級偏置電流的大小以及過驅(qū)動電壓成正比，偏置電流越大，過驅(qū)動電壓越大，線性度越好。根據(jù)混頻器的增益公式高增益需要有大的負(fù)載電阻。過大的偏置電流會使得RL上的壓降太大，造成開關(guān)對和驅(qū)動管偏離飽和區(qū)，而且會增加開關(guān)對的噪聲，并且增加了功耗。所以采用由M9，M10，M13和M14構(gòu)成的電流抽取電路。抽取的電流不能太大，否則會嚴(yán)重影響混頻器的線性度。M1管的Vgs是由M13管來提供的，根據(jù)：

   
    在寬長比一定的條件下調(diào)節(jié)輸入的基準(zhǔn)電流源就可以確定Vgs的值。M1和M3的溝道長度都為350 nm，調(diào)節(jié)兩個管子寬度的比值就可以控制M1管偏置電流的大小。設(shè)計中流過M1的電流為1.2 mA，抽取的電流值為0．5 mA左右。

1．2 開關(guān)管的設(shè)計
    開關(guān)管的設(shè)計考慮主要是管子的閃爍噪聲的影響。GSM的信道帶寬為200 kHz，中頻選為100 kHz可以使得本振信號的頻率正好位于兩個信道中心頻率的中間，避免了本振信號對信道內(nèi)信號的干擾。100 kHz的中頻信號就要求具有極低的閃爍噪聲拐角，設(shè)計中要求拐角在20 kHz以內(nèi)。根據(jù)閃爍噪聲拐角的公式：

   
要降低拐角頻率只能增大器件面積(WL的值)。對于CMOS晶體管來說，閃爍噪聲拐角一般落在500 kHz～1 MHz附近，這樣是遠(yuǎn)不能滿足設(shè)計要求的。所以開關(guān)管用了4個Bipolar的寄生管來進(jìn)行設(shè)計，取代了由MOS管構(gòu)成的開關(guān)級。這樣能使得閃爍噪聲拐角在20 kHz以內(nèi)。
1．3 輸出級的設(shè)計
    輸出級采用了PMos電流鏡做負(fù)載，和M7,M8并連的兩個MIM電容的作用是濾去高次諧波。M7和Ⅵs管子的面積必須盡量大，這樣才能有效地減少閃爍噪聲。設(shè)計中M，和M8管取值W/L一320μm/1μm。由于輸出級的直流偏置電平不能確定，所以必須增加共模反饋。這個任務(wù)是由M…M12，M13,M14構(gòu)成的簡單運放來完成的。Vref的值為2．1 V，由電阻取出的共模電平和Vref相比較，輸出的電平由M14的漏端反饋回M7和M8的柵級達(dá)到控制輸出電平的目的。

2 仿真結(jié)果
    圖3是電路增益的仿真結(jié)果，在880 MHz時達(dá)到了18 dB左右。

    圖4是噪聲系數(shù)的仿真，閃爍噪聲拐點在20 kHz附近，在100 kHz時噪聲達(dá)到了17．5 dB。

    圖5是三階交調(diào)點的測試，在本振信號為一5 dB，輸入的射頻信號為一30 dB時，三階交調(diào)點的值為9．6 dB。

3 版圖設(shè)計
    圖6為設(shè)計的版圖。要注意的是高頻差分信號的走線應(yīng)盡量對稱。

4 結(jié) 語
    本文設(shè)計了一個工作在GSM頻段的超低中頻混頻器，采用TSMC 0．18μm CMOS工藝，輸出中頻為100 kHz，增益為18 dB，噪聲系數(shù)為17．5 dB，三階交調(diào)
點為9．6 dB，可以應(yīng)用于GSM接收機中。