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[導(dǎo)讀]提出了一種寬頻段接收機的設(shè)計方案,分析了混頻方案的合理性并進行了驗證,對整個系統(tǒng)進行建模和仿真。系統(tǒng)性能仿真顯示了該設(shè)計方案有良好的中頻增益及大于90 dBc的鏡像抑制特性。

1 引言
    隨著電子信息技術(shù)的發(fā)展,信號頻帶越來越寬。寬帶接收機作為獲取信息的前端設(shè)備,需求越來越強烈。其技術(shù)指標(biāo)和環(huán)境適應(yīng)性要求也越來越高,接收機的性能對信息獲取起著非常重要的作用。
    寬帶射頻接收系統(tǒng)設(shè)計的目的是滿足系統(tǒng)參數(shù)指標(biāo)的要求,最大可能地重用硬件以減小元件數(shù)量、功耗和成本。寬帶射頻前端由于頻段的帶寬很寬,設(shè)計時盡可能降低對后面處理能力的要求。就目前的硬件性能,還無法在射頻段實現(xiàn)全數(shù)字化處理,故將數(shù)字化處理設(shè)在中頻。
    但是,寬帶接收機必然存在一系列技術(shù)難點,如寬頻段信號鏡像干擾問題、本振功率與穩(wěn)定功率輸出問題及高中頻增益等,在工程實踐中更有抗惡劣環(huán)境和高可靠性要求。這里利用射頻電路仿真軟件ADS2008進行系統(tǒng)的建模與仿真,實現(xiàn)30~3 000 MHz寬頻帶解決方法。

2 混頻方案的設(shè)計及合理性分析
   
由于30~3 000 MHz的寬頻帶覆蓋范圍,如果直接采用高本振4 030~7 000 MHz的變頻處理。接收機的結(jié)構(gòu)會比較簡單。但是4 000 MHz混頻器的設(shè)計或購買很困難,即使在如此高的頻率實現(xiàn)與其他器件的耦合,接收機的其他參數(shù)要求也很困難。因此,基于現(xiàn)階段技術(shù)水平,此方案不可取。考慮到成本、性能,以及實現(xiàn)的難易程度,將某一些頻段做多次變頻,通過高本振,低本振的方法,最后將整個頻段統(tǒng)一混頻到同定的中頻上。
    整個混頻過程:30~1 000 MHz的頻段多做一次上變頻,第一中頻為1 200 MHz,然后與第二本振LO2混頻到第二中頻600 MHz,最后與第三本振LO3混頻到第三中頻70 MHz,過程如圖1所示。而2~3 GHz的頻段只需兩次混頻即可降到70 MHz;1~2 GHz的頻段與高本振LO2(1.6-2.6 GHz)混頻到第二中頻600 MHz,再與第三本振LO3(529~531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz,其過程如圖2所示。2~3 GHz的頻段與低本振LO2(1.4~2.4 GHz)混頻到第二中頻600 MHz,最后與第三本振LO3(529~531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz,其過程如圖3所示。

    由以上分析可知,30~3 000 MHz寬頻帶信號要進行2~3次混頻處理。從混頻器寄生響應(yīng)的角度。在理論上分析以上的混頻設(shè)計是否合理。首先建立如下混頻器的數(shù)學(xué)模型?;祛l器的輸出電流,可以用其輸入電壓V的冪級數(shù)表示,即

   
    當(dāng)混頻的兩個輸入為本振信號VLexp(jωLt)和射頻信號VRexp(jωRt)之和,即

   
    將式(2)代入式(1),得出預(yù)期的頻譜特性。結(jié)果如圖4所示。混頻器除了產(chǎn)生所需要的頻率外,還有許多其他的頻率組合分量,即|mωR±nωL|,其中m,n為正整數(shù)。除了所需要的頻率|ωR-ωL|外,其他頻率為虛假信號或寄生信號。

    圖4縱軸為歸一化輸出頻率(H-L)/L,橫軸為歸一化輸入頻率L/H的變化,各實線表示混頻一次分量(H-L)及各高次方項產(chǎn)生的寄生效應(yīng)。為了簡化圖4,不管是高本振還是低本振,較高的輸入頻率以H表示,較低的輸入頻率以L表示。除(H-L)外,其他所有線都表示寄生信號輸出,其最高階寄生信號為6,用6H和6L表示。
    根據(jù)以上混頻設(shè)計,30~3 000 MHz寬頻帶信號要進行2~3次混頻處理,射頻通帶混頻產(chǎn)生的中頻通帶分別對應(yīng)圖4中的A,B,C 3個區(qū)域,3個區(qū)域的任何延伸都會引起中頻頻率的重疊,而且這時的重疊不能由中頻濾波改正。由圖4看出,區(qū)域A,B,C兩端的寄生中頻頻率分別為:6L-2H、2H-3L;4H-6L、3H-4L;4H-5L、5H-6L,這些都是混頻器冪級數(shù)模型中相當(dāng)高的高次方項,其幅度很低,可以忽略。即使瞬時射頻帶寬的延伸引起中頻頻率重疊,對所需要的中頻頻率影響不大。由以上分析可知,該變頻設(shè)計方案能提供較好的寄生響應(yīng)抑制。

3 寬帶射頻接收系統(tǒng)仿真圖
   
通過前面的討論可知,最終設(shè)計的接收機選擇3次(30-1 000 MHz)混頻或2次混頻(1-3 GHz)的超外差混頻結(jié)構(gòu),將30~3 000MHz寬帶射頻頻率下變頻至70 MHz。整個射頻接收前端系統(tǒng)的仿真如圖5所示。

4 系統(tǒng)性能仿真
4.1 本振輸出功率對接收機輸出功率的影響
   
設(shè)置接收機的輸入功率RF_pwr=-40 dBm,當(dāng)二本振功率LO2_pwr與i本振功率LO3_pwr從-35~5 dBm變化時(步進間隔為1 dBm),接收機輸出功率與LO_pwr之間的關(guān)系如圖6所示。

    從圖6可知,輸出功率電平隨本振輸出功率的增加而逐漸增大,當(dāng)本振功率大于0 dBm后,輸出功率才逐漸穩(wěn)定。要使接收機系統(tǒng)達到所需的性能指標(biāo),必須有足夠的本振輸出,但對于小信號接收機系統(tǒng),低功耗是其性能中不可忽視的一個重要指標(biāo),這是系統(tǒng)級設(shè)計及工程應(yīng)用中需要考慮的問題。
4.2 輸出信號頻譜仿真
   
設(shè)置RF_freq=2.3 GHz,LO2_freq=1.7 GHz,LO3_freq=530,MHz,RF_pwt=-40 dBm,LO_pwr=0 dBm,輸出功率譜如圖7所示。從圖7可知,在f=70 MHz處,輸出的功率最大,而在其他的頻率點,功率幅度都很小,中頻增益得到很好的保證。

4.3 接收機鏡像抑制特性仿真
   
對于超外差接收機,鏡頻抑制比是一項很重要的性能指標(biāo)。因為鏡頻干擾產(chǎn)生的同頻假中頻信號很難去除,所以鏡頻干擾成為影響接收機性能的主要因素。鏡頻抑制比定義:在所用信號頻率點和鏡像頻率點分別輸入等功率的信號時,接收機產(chǎn)生的中頻信號幅度比。在仿真中將射頻頻率換成鏡像干擾頻率(不同頻段鏡像干擾頻率不同),在全頻段掃描時的鏡像抑制比如圖8所示。

    由圖8可知,由于采用2次或3次變頻的方法,而每次的中頻相差很大,使得不論在第一頻段(30~1 000 MHz)還是在第二頻段(1~3 GHz),鏡頻抑制比都在90 dBc以上。

5 結(jié)語
   
針對30~3 000 MHz的寬帶射頻無線電工作頻段,采用超外差固定中頻分頻段混頻方案,設(shè)計了一個分段混頻方案,搭建了一個寬頻帶射頻前端的接收機系統(tǒng)仿真平臺,實現(xiàn)高性能綜合化射頻接收前端的系統(tǒng)仿真,并從接收機系統(tǒng)的本振輸出功率輸出信號頻譜,分析其鏡像抑制特性,論證了方案的可行性。

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