升壓ZVT-PWM轉換器在單項功率因數(shù)校正中的應用

　　目前，升壓電路被廣泛應用于單相整流電源的功率因數(shù)校正(PFC)技術中。傳統(tǒng)的升壓電路工作在硬開關狀態(tài)，其特點是工作在不連續(xù)導電模式時，電感電流峰值正比于輸入電壓，輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，因而控制簡單;缺點是開關不僅要通過較大的通態(tài)電流，而且關斷較大的峰值電流會引起很大的關斷損耗，同時還會產生嚴重的電磁干擾。因此，在升壓電路中采用軟開關技術不但可以提高開關頻率，還能解決開關開通與關斷損耗、容性開通、感性關斷和二極管反相恢復4大難題。然而，在軟開關技術方面前人已經提出好幾種電路，如諧振型轉換器、準諧振轉換器和零開關PWM轉換器等，雖然在單相功率因數(shù)校正電路中采用這些電路可以提高功率因數(shù)和系統(tǒng)效率，但總體上并不理想。本文采用升壓ZVT-PWM轉換電路，使其工作在軟開關狀態(tài)，特點是工作在連續(xù)導電模式，優(yōu)點是功率開關管開通損耗和二極管的反向恢復損耗都大大降低，較之采用傳統(tǒng)硬開關控制技術的功率因數(shù)校正提高了一大步。通過電路仿真和實際電路設計，發(fā)現(xiàn)都可以很好地達到功率因數(shù)校正的目的，而且顯著減少了功率管的開關損耗，抑制了電磁干擾，可獲得較高的效率。

　　升壓諧振轉換器(包括準諧振和多諧振轉換器)的諧振電感和諧振電容一直參與能量傳遞，而且它們的電壓和電流應力很大。而零開關PWM轉換器中，雖然諧振元件不是一直工作在諧振狀態(tài)，但諧振電感卻串聯(lián)在主功率回路中，它的損耗較大，同時，開關管和諧振元件的電壓應力和電流應力與準諧振轉換器完全相同，為此提出了零轉換PWM轉換器。它可分為零電壓轉換PWM轉換器(升壓ZVT-PWM)和零電流轉換PWM轉換器(升壓ZCT-PWM)。這類轉換器是軟開關技術的又一飛躍。其特點是工作在PWM方式下，輔助諧振電路只是在主開關管開關時工作一段時間，從實現(xiàn)開關管的軟開關;其它時候不工作，從而減小了輔助電路的功耗。而且，輔助電路并聯(lián)在主功率回路中，輔助電路的工作不會增加主開關管的電壓和電流應力，主開關管的電壓和電流應力很小。

　　升壓ZVT-PWM轉換器

　　主電路拓撲及工作原理

　　電路零轉換工作原理

　　升壓ZVT-PWM轉換電路如圖1所示，下面來分析所采用電路的工作原理和電路運行模式：升壓ZVT-PWM轉換器不同于傳統(tǒng)的升壓轉換器，圖 1和圖2分別為它的電路圖及波形圖。升壓ZVT-PWM轉換器在傳統(tǒng)的升壓轉換器基礎上增加了一個ZVT 網絡，該網絡由輔助開關QZVT、諧振電感Lr、諧振電容Cr及二極管D2和D3組成。電路工作時，輔助開關QZVT先于主開關QMAIN 開通，使ZVT 諧振網絡工作，電容Cr上電壓(即主開關QMAIN 兩端電壓)下降到零，創(chuàng)造主開關QMAIN 零電壓開通條件。

圖1 升壓ZVT-PWM轉換器主電路

圖2 升壓ZVT-PWM轉換器波形圖

　　運行模式分析

　　假設輸入電感足夠大，可以用恒流源IIN代替，而輸出濾波電容足夠大，輸出端可用恒壓源VO 代替。設t<>

　　1. t0 - t1：在t0之前，主開關QMAIN和輔助開關QZVT關斷，二極管D1導通，負載電流全部流過D1。在t0時刻，輔助開關QZVT 導通，隨著QZVT 的開通，諧振電感Lr 中的電流線性上升到IIN。而二極管D1中的電流線性下降至零，二極管D1零電流關斷，即實現(xiàn)了二極管的軟關斷。而在實際電路中，二極管D1 需要經歷反向恢復以除去結電荷。此時，ZVT諧振電感Lr上的電壓為VO，電感電流上升至IIN的時間t01為：

　　(1)

　　2. t1-t2：在t1 時刻，諧振電感Lr 中的電流線性上升到IIN，Lr和Cr開始諧振。在諧振周期內，Cr放電直到電壓為零。漏極電壓變換率du/dt由Cr控制，Cr實際上是CDS與 COSS的和。在Cr放電的同時，諧振電感中的電流則持續(xù)上升。漏極電壓降至零所需的時間長度應是諧振周期的1/4。在諧振周期結束時，主開關管的體二極管開通。這一過程結束時，QMAIN的體二極管開通。

 (2)

　　3. t2-t3：這一期間開始時，主開關QMAIN的漏極電壓降到零，其體內二極管開通。流過體二極管的電流由ZVT電感提供。由于電感兩端的電壓為零，因此，二極管處于續(xù)流狀態(tài)。而與此同時，主開關管實現(xiàn)了零電壓導通。

　　4. t3-t4：在t3時刻，控制電路感應到主開關管QMAIN的漏極電壓降為零時，開通主開關管QMAIN，同時關斷輔助開關管QZVT。在輔助開關管QZVT關斷后，Lr中的能量通過二極管D2向負載傳輸。

　　5. t4-t5：在t4 時刻，D2中的電流下降到零，此時電路的工作狀態(tài)與普通的升壓轉換器相同。而實際中，Lr將與輔助開關管QZVT的結電容COSS發(fā)生諧振，使二極管D1陽極電壓為負。

　　6. t5-t6：這個階段電路的工作過程和普通 升壓轉換幾乎完全一致，主開關管QMAIN關斷，其漏-源結電容被充至VO，主二極管D1開始向負載供電。由于一開始結電容使漏極電壓為零，因此，主開關管QMAIN的關斷損耗大大降低。

　　7. t6-t0：這個階段處于續(xù)流狀態(tài)，二極管D1導通，電路通過電感L為負載提供能量。

　　實驗結果

　　電路參數(shù)設計

　　設計指標：單相交流輸入220V，上下波動15%，輸出功率為2000W，效率為90%，輸出電壓為380V，轉換器工作頻率為100kHz。

　　仿真結果

　　在計算機仿真軟件Matlab的Simulink中建立仿真模型進行仿真。仿真參數(shù)：Vin=220V;L=200mH;fk=100kHz;Lr=4.7mH;Cr=470pF。仿真結果如圖3所示。

圖3 輸入電壓/電流仿真圖

　　從圖3可以看出，輸入電流較好地跟蹤了輸入電壓，達到了功率因數(shù)校正的目的。

　　實驗分析

　　搭好主電路和控制電路，調試后用示波器觀察波形，圖4為輸入交流電壓/電流實驗波形圖。由圖可見，輸入交流電流與輸入交流電壓相位相同，輸入電流波形為正弦波，實現(xiàn)了系統(tǒng)的高功率因數(shù)。電壓由于功率管的開關及分布參數(shù)的影響還存在一些毛刺，可以通過使用共模電感加以抑制。

圖4 交流輸入電壓和電流波形

　　結語

　　綜上所述，在單相功率因數(shù)校正電路中采用升壓ZVT-PWM 轉換器，可以實現(xiàn)軟開關PFC。實驗結果表明，該電路很好地達到了功率因數(shù)校正的目的，而且減少了開關管的損耗，抑制了電磁干擾并提高了系統(tǒng)的效率。