電路配置通盤(pán)考量應(yīng)用

有很多電子產(chǎn)品需要扁平(Low-profile)而小型的交流對(duì)直流(AC-DC)電源設(shè)計(jì)，例如平面顯示器、機(jī)架式電腦設(shè)備、電信及航空的底盤(pán)安裝式設(shè)備等。然而，即使對(duì)一個(gè)相當(dāng)有經(jīng)驗(yàn)的電源設(shè)計(jì)人員來(lái)說(shuō)，要在一個(gè)扁平且體積小的器件內(nèi)實(shí)現(xiàn)最大化的AC-DC電源效率，也不是一件容易的事;更何況在給定時(shí)間內(nèi)，這類設(shè)備須為負(fù)載提供數(shù)百瓦的功率，因而帶來(lái)更大的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　舉例來(lái)說(shuō)，1U機(jī)架式應(yīng)用中采用的典型12伏特(V)、300瓦(W)電源有尺寸上的限制，最大高度不得超過(guò)1.75寸(44.45毫米)，并要包含一個(gè)或多個(gè)風(fēng)扇以進(jìn)行強(qiáng)制空氣冷卻。但對(duì)于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強(qiáng)制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂且表面積大的薄型散熱器來(lái)實(shí)現(xiàn)散熱管理。因此，最大效率的AC-DC電源設(shè)計(jì)顯得非常重要，因?yàn)槠鋵?duì)縮小散熱器的尺寸與成本、提高設(shè)計(jì)的整體可靠性有直接影響。

　　助力AC-DC電源設(shè)計(jì)　BCM/CCM PFC各有妙用

　　在大多數(shù)功率位準(zhǔn)工作的情況下，AC-DC電源需要某些類型的主動(dòng)式功率因數(shù)校正器(PFC)。不過(guò)，是否需要PFC，必須取決于幾個(gè)考量，包括功率位準(zhǔn)、終端應(yīng)用、設(shè)備類型和地理位置等;此外，通常還須符合EN6100-3-2或IEEE 519等規(guī)范的要求才能決定。

　　對(duì)于AC-DC電源設(shè)計(jì)，一般會(huì)把一個(gè)非隔離且離線的升壓預(yù)調(diào)節(jié)器(Pre-regulator)當(dāng)作PFC使用，其中，直流輸出電壓做為下游隔離直流對(duì)直流(DC-DC)轉(zhuǎn)換器的輸入。由于這兩個(gè)轉(zhuǎn)換器是彼此串連的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS將是每個(gè)轉(zhuǎn)換器效率的乘積：

¨¨¨¨方程式1

　　由方程式1可見(jiàn)，在選擇最佳電源拓?fù)浼皟蓚€(gè)轉(zhuǎn)換器的控制技術(shù)時(shí)，必須要謹(jǐn)慎且全面考慮，其中有兩種PFC控制技術(shù)，第一種具有許多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結(jié)合交錯(cuò)式雙邊界導(dǎo)通模式(BCM)PFC，另一種則為連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)PFC。

　　以BCM PFC模式而言，須搭配一個(gè)非對(duì)稱半橋(AHB)隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其須用到一個(gè)帶有自驅(qū)動(dòng)(Self-driven)同步整流器(Synchronous Rectifier, SR)的倍流整流器次級(jí)端(Current Doubler Rectifier Secondary)。特別是對(duì)于300瓦～1仟瓦(kW)范圍的PFC來(lái)說(shuō)，應(yīng)考慮選擇BCM PFC，因?yàn)樵谙嗨频墓β饰粶?zhǔn)下，BCM PFC的效率高于CCM PFC控制技術(shù)。其以一種可變頻率控制演算法為基礎(chǔ)，在這種演算法中，兩個(gè)PFC升壓功率級(jí)彼此有同步180度的異相。

　　此外，由于BCM PFC具備有效的電感漣波電流消除，電磁干擾(EMI)濾波器和PFC輸出電容中常見(jiàn)的高峰值電流得以減小，并使輸出PFC大電容受益于漣波電流消除，進(jìn)而讓流經(jīng)等效串連電阻(ESR)的交流RMS電流減小。不僅如此，由于升壓金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效電晶體(MOSFET)在依賴交流線的零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)下關(guān)斷，并在零電流開(kāi)關(guān)(ZCS)下導(dǎo)通，故可進(jìn)一步提高效率，而對(duì)于350瓦的交錯(cuò)式BCM PFC設(shè)計(jì)，則可去掉MOSFET散熱器，如圖1所示。

　　圖1 12伏特、300瓦的小型通用AC-DC電源

　　另一方面，CCM PFC設(shè)計(jì)中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗的影響，而開(kāi)關(guān)損耗與輸入電流及線電壓成比例。藉由在零電流時(shí)關(guān)斷交錯(cuò)式BCM升壓二極體，可避免反向恢復(fù)損耗，因而可以使用成本低廉的快速恢復(fù)整流二極體，而且在某些情況下不須搭載散熱器。

　　不過(guò)，對(duì)于CCM PFC設(shè)計(jì)，反向恢復(fù)損耗是無(wú)可避免的，為解決此一問(wèn)題，通常會(huì)在二極體兩端采用RC緩沖器(但這樣做會(huì)降低效率)，或者是采用較高性能的碳化矽二極體(會(huì)增加相關(guān)成本)。

　　 打造隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器　LLC/AHB拓?fù)鋸V獲青睞

　　在整個(gè)AC-DC電源設(shè)計(jì)中，隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)是一個(gè)重要環(huán)節(jié)，而半橋則是針對(duì)此設(shè)計(jì)一個(gè)很好的拓?fù)溥x擇，因?yàn)樗袃蓚€(gè)互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)的初級(jí)端MOSFET，且最大汲極源極電壓(Drain-to-source Voltage)受限于所加的直流輸入電壓。其中，半橋拓?fù)溆袃煞N衍生產(chǎn)品，即半橋諧振(LLC)和AHB，兩種都已被廣為采用，部分原因是因?yàn)榭扇〉脤Ｓ糜谶@些拓?fù)涞墓β使芾砜刂艻C。

　　首先，LLC藉由可變頻率控制技術(shù)，利用與功率級(jí)設(shè)計(jì)相關(guān)的寄生元素來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS切換。不過(guò)，由于經(jīng)調(diào)節(jié)的直流輸出只使用電容濾波，這種拓?fù)渥钸m合的是輸出漣波較低、輸出電壓較高的應(yīng)用，對(duì)于離線DC-DC應(yīng)用，一般規(guī)則是當(dāng)輸出電壓大于12伏特直流電時(shí)，最好選擇LLC。

　　另外，對(duì)于300瓦、12伏特DC-DC轉(zhuǎn)換器，AHB則成為一種高效率的選擇，其采用固定式的頻率控制方法，由于初級(jí)電流決定于變壓器的初級(jí)電壓，故可為兩個(gè)初級(jí)MOSFET的ZVS提供必要條件。同時(shí)，利用AHB實(shí)現(xiàn)ZVS能力的前提類似于LLC，也須取決于對(duì)電路寄生元素的透徹了解，例如變壓器漏電感、繞組電容(Winding Capacitance)和分立式功率器件的結(jié)電容等。

　　運(yùn)用固定頻率方案簡(jiǎn)化SR工作

　　相較于LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大幅簡(jiǎn)化次級(jí)端自驅(qū)動(dòng)SR的工作，使其閘極驅(qū)動(dòng)電壓很容易由變壓器次級(jí)端推算出來(lái)。此時(shí)增加一個(gè)低端MOSFET驅(qū)動(dòng)器，如圖2所示的雙路4安培(A)FAN3224驅(qū)動(dòng)器，就可以精確給出流經(jīng)MOSFET米勒平坦區(qū)的電平轉(zhuǎn)換和高峰值驅(qū)動(dòng)電流，從而確?？焖俑咝У腟R開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換。

　　圖2 帶倍流整流器的自驅(qū)動(dòng)同步整流(SR)示意圖

　　圖2的倍流整流器可用于任何雙端電源拓?fù)浜痛驞C電流應(yīng)用，它具有好幾個(gè)突出的特性。第一，其次級(jí)端由一單一繞組構(gòu)成，可簡(jiǎn)化變壓器的結(jié)構(gòu)。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個(gè)電感器上，故大電流流入次級(jí)端而產(chǎn)生的功耗會(huì)得到更有效的分布。第三，作為工作周期(D)的函數(shù)，兩個(gè)電感漣波電流彼此抵消后，兩個(gè)電感電流將擁有相當(dāng)于兩倍開(kāi)關(guān)頻率的視頻率(Apparent Frequency)，故可允許更高的頻率，且流入輸出電感的峰值電流更低。

　　最后，在對(duì)稱轉(zhuǎn)換器(推挽式、半橋、全橋)中，每一個(gè)倍流電感都可攜帶一半的輸出電流，而AHB則不盡然，且加在次級(jí)端整流器上的非對(duì)稱電壓也可能是AHB的缺點(diǎn)之一。當(dāng)AHB在其限值工作周期為0.5附近工作時(shí)，載入的SR電壓幾乎可達(dá)到匹配。

　　然而，更合理的方案是通過(guò)對(duì)變壓器的匝數(shù)比進(jìn)行設(shè)計(jì)，使工作周期在額定工作期間保持在0.25<工作周期<0.35的特定范圍內(nèi)。當(dāng)工作周期在此范圍內(nèi)時(shí)，如圖2所示，Q1和Q2之間的電壓應(yīng)力，以及載入L1和L2兩端的電壓會(huì)變得不均衡，導(dǎo)致L1和L2之間的電流分布不均勻，必須考慮到每一個(gè)SR MOSFET的額定電壓。

　　有鑒于此，可以采用電感值不相等的L1和L2，以及額定電壓不同的SR MOSFET來(lái)優(yōu)化設(shè)計(jì)，而變壓器的匝數(shù)比也可以是非對(duì)稱的;只不過(guò)，使用這些技術(shù)須對(duì)所有工作條件下的電路行為有深入的了解。

　　材料/元件細(xì)評(píng)估　效率/尺寸可兼顧

　　值得注意的是，表1所示的規(guī)格可說(shuō)明上述解決方案的可行性，但是須采用一個(gè)交錯(cuò)式雙BCM PFC升壓預(yù)調(diào)節(jié)器來(lái)滿足此一設(shè)計(jì)，預(yù)調(diào)節(jié)器之后是一個(gè)帶自驅(qū)動(dòng)SR的非對(duì)稱半橋DC-DC轉(zhuǎn)換器，如圖1所示。

　　其實(shí)，表1的規(guī)格是對(duì)AC-DC電源設(shè)計(jì)要求的簡(jiǎn)單結(jié)論，主要設(shè)計(jì)目標(biāo)包括盡可能在寬范圍內(nèi)獲得最大的效率，并實(shí)現(xiàn)最小型的電源設(shè)計(jì)及散熱器尺寸。若要在寬負(fù)載范圍內(nèi)獲得最大的效率，須對(duì)每一個(gè)功率級(jí)的材料和元件選擇進(jìn)行仔細(xì)的考慮，尤其是在磁性設(shè)計(jì)方面，由于交錯(cuò)式BCM PFC的頻率可能高達(dá)數(shù)百kHz，且變化多達(dá)10：1，故升壓電感必須是客制化設(shè)計(jì)的。舉例來(lái)說(shuō)，采用適當(dāng)?shù)燃?jí)的等效多股絞合線(Litz Wire)可減小交流損耗，而交流損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。因此，應(yīng)該采用適合高頻工作的間隙(Gapped)鐵氧體材料，如選擇EPCOS公司的N87材料制作薄而扁平的EFD30鐵氧體磁芯組，其測(cè)得的PFC效率如圖3所示。

　　圖3 AC-DC電源設(shè)計(jì)搭載交錯(cuò)式BCM PFC測(cè)得的效率(100%=330瓦)

　　對(duì)于300瓦的扁平型AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個(gè)水平磁芯的結(jié)構(gòu)，包括初級(jí)端繞組以串連方式連接;次級(jí)端繞組以并連方式連接。不過(guò)，該方案必須使用兩個(gè)變壓器，因?yàn)槊總€(gè)磁芯的橫截面積(Ae)差不多是避免飽和所必需的150平方毫米的一半，而要在一個(gè)高不到20毫米的小型元件上設(shè)計(jì)出橫截面積為150平方毫米的傳統(tǒng)形狀磁芯，是一件不可能的事情。因此，類似于BCM PFC電感設(shè)計(jì)，該方案也采用絞合線和高頻鐵氧體磁芯材料來(lái)保持高效率。

　　最后一個(gè)重要設(shè)計(jì)步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍內(nèi)，對(duì)于ZVS的要求，需要某些特定的漏電感值;而對(duì)于自驅(qū)動(dòng)SR，則需要調(diào)節(jié)時(shí)序延遲。在本設(shè)計(jì)中因變壓器產(chǎn)生的有效泄漏被優(yōu)化為7μH，也就是總體有效磁性電感的1.5%，300瓦AHB DC-DC轉(zhuǎn)換器測(cè)得的效率結(jié)果如圖4所示。

　　圖4 AHB 390伏特到12伏特/25安培DC-DC測(cè)得的效率(100%=300瓦)

　　降低導(dǎo)通損耗成關(guān)鍵　BCM/AHB控制器助陣

　　以圖4測(cè)得的滿負(fù)載效率而言，主要由轉(zhuǎn)換器功率級(jí)的導(dǎo)通損耗來(lái)決定，因此，在這些條件下，幾乎沒(méi)有一種控制器可提供幫助。不過(guò)，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術(shù)可以考慮。例如快捷(Fairchild)半導(dǎo)體推出的一款交錯(cuò)式雙BCM PFC控制器FAN9612，其利用一個(gè)內(nèi)部固定的最大頻率箝制來(lái)限制輕載下和AC輸入電壓過(guò)零點(diǎn)附近的與頻率相關(guān)的輸出電容(Coss)MOSFET開(kāi)關(guān)損耗。

　　值得注意的是，在AC線電壓部分輸入電壓(VIN)>輸出電壓(VOUT)的二分之一期間，也可采用谷底開(kāi)關(guān)技術(shù)(Valley-switching Technique)來(lái)感測(cè)最佳的MOSFET導(dǎo)通時(shí)間，進(jìn)一步降低輸出電容的電容性開(kāi)關(guān)損耗;而當(dāng)VIN 此外，F(xiàn)AN9612還導(dǎo)入一種自動(dòng)相位管理功能，進(jìn)一步提高輕載效率。這種功能可把雙通道工作降至單通道工作模式，而相位管理則有助于提高輕載效率的效益，如圖3所示，在10%<20%時(shí)，效率曲線看起來(lái)更加平坦。加上單通道工作模式可把開(kāi)關(guān)損耗對(duì)輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯(cuò)式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當(dāng)負(fù)載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉(zhuǎn)換到雙通道工作模式時(shí)的情況。右圖記錄的則是負(fù)載從滿載降至12%(42瓦)時(shí)，雙通道轉(zhuǎn)換到單通道工作模式時(shí)的情況。 <20%時(shí)，效率曲線看起來(lái)更加平坦。加上單通道工作模式可把開(kāi)關(guān)損耗對(duì)輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯(cuò)式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當(dāng)負(fù)載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉(zhuǎn)換到雙通道工作模式時(shí)的情況。右圖記錄的則是負(fù)載從滿載降至12%(42瓦)時(shí)，雙通道轉(zhuǎn)換到單通道工作模式時(shí)的情況。>

　　圖5 PFC相位管理比較圖

　　另一方面，AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)方案可采用AHB控制器FSFA2100來(lái)實(shí)現(xiàn)。舉例來(lái)說(shuō)，導(dǎo)入FSFA2100于單一的九腳功率半導(dǎo)體系統(tǒng)封裝(SiP)中，其能整合脈沖寬度調(diào)變(PWM)控制、閘極驅(qū)動(dòng)功能及內(nèi)部功率MOSFET等功能。此種先進(jìn)的整合度讓設(shè)計(jì)人員可藉由較少的外部元件，進(jìn)一步獲得高達(dá)420瓦的極高效率。

　　值得注意的是，把這三大關(guān)鍵功能整合在單一封裝中，可避免對(duì)ZVS所需死區(qū)時(shí)間(Dead Time)的可編程設(shè)計(jì)任務(wù)，并把內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器與MOSFET之間的閘極驅(qū)動(dòng)寄生電感減至最小。不過(guò)，SiP功率封裝中的功耗大部分源于內(nèi)部MOSFET的開(kāi)關(guān)，因此需要一個(gè)扁平的擠壓式散熱器，尤其是對(duì)無(wú)強(qiáng)制空氣冷卻的300瓦設(shè)計(jì)，更是如此。設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)緊密扣連　高效率AC-DC電源誕生

　　總體而言，以本文所舉的設(shè)計(jì)案例，AC-DC的整體系統(tǒng)包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯(cuò)式BCM PFC和AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，所獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120伏特交流電(VAC)時(shí)，該設(shè)計(jì)的峰值效率為91%;Vin=230伏特交流電時(shí)為92%;Vin=120VAC或230VAC，以及POUT>38%(114瓦)時(shí)，大于90%。

　　圖6 AC-DC電源總體系統(tǒng)效率

　　其中，包括磁性元件設(shè)計(jì)、功率半導(dǎo)體選擇、印刷電路板(PCB)布局、散熱器選擇及控制器特性等所有條件都必須協(xié)同工作，才能成功實(shí)現(xiàn)一個(gè)在大負(fù)載范圍內(nèi)可獲得高效率的扁平且小型AC-DC電源設(shè)計(jì)。