問：與普通運放相比，我不太明白電流反饋運放如何工作?我聽說電流反饋運放帶寬恒定，不隨增益變化而改變，那是怎么實現(xiàn)的?它與互阻放大器是否一樣?
答：在考察電路之前，我們先給電壓反饋運放(VFA)、電流反饋運放(CFA)和互阻放大器這三個概念下定義。顧名思義，電壓反饋是指一種誤差信號為電壓形式的閉環(huán)結構。傳統(tǒng)運放都用電壓反饋，即它們的輸入對電壓變化有響應，從而產(chǎn)生一個相應的輸出電壓。電流反饋是指用作反饋的誤差信號為電流形式的閉環(huán)結構。CFA其中一個輸入端對誤差電流有響應，而不是對誤差電壓有響應，最后產(chǎn)生相應的輸出電壓。應該注意的是兩種運放的開環(huán)結構具有相同的閉環(huán)結果：差動輸入電壓為0，輸入電流為0。理想的電壓反饋運放有兩個高阻抗輸入端，從而使輸入電流為0，用電壓反饋來保持輸入電壓為0。相反，CFA有一個低阻抗輸入端，從而使輸入電壓為0，用電流反饋來保持輸入電流為0?；プ璺糯笃鞯膫鬟f函數(shù)表示為輸出電壓對輸入電流之比，從而表明開環(huán)增益Vo/Iin用歐姆(Ω)表示。因此，CFA可稱作互阻放大器。有趣的是，利用VFA閉環(huán)結構也可構成互阻特性，只要用電流(如來自光電二極管的電流)驅動低阻求和節(jié)點，就可產(chǎn)生一個電壓輸出，其輸出電壓等于輸入電流與反饋電阻的乘積。更有趣的是，既然理想情況下，任何一個運放應用電路都可以用電壓反饋或電流反饋來實現(xiàn)，那么用電流反饋也能實現(xiàn)上面的I?V變換。所以在用互阻放大器這一概念時，要理解電流反饋運放與普通運放閉環(huán)I?V變換電路之間的差別，因為后者也可表現(xiàn)出類似的互阻特性先看VFA的簡化模型(見圖1)，同相增益放大器電路以開環(huán)增益A(s)放大同相放大原理圖
波特圖圖1
VFA的簡化模型差模電壓(V IN+ -V IN- )，通過RF和RG構成的分壓電路把輸出電壓的一部分反饋到反相輸入端。為推導出該電路的閉環(huán)傳遞函數(shù)VO/V IN+ ，假設流入運放輸入端的電流為0(輸入阻抗無窮大)；兩個輸入端民位近似相等(接成負反饋且開環(huán)增益很高)。這樣可得：
VO=(V IN+ -V IN- )A(s)，
V IN- =RGRG+RFVO
代入并整理得
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG， 其中LG=A(s)1+RF/RG
閉環(huán)帶寬是指環(huán)路增益(LG)下降到1(0dB)時的頻率。1+RF/RG這項稱為電路的噪聲增益
；對同相放大電路，它也是信號增益。從波特圖上可以發(fā)現(xiàn)，電路的閉環(huán)帶寬為開環(huán)增益A(
s)與噪聲增益NG的交點。噪聲增益增高使環(huán)路增益降低，從而使閉環(huán)帶寬減小。如果A(s)
以20dB/10倍頻程下降，那么放大器的增益帶寬積就為常數(shù)，即閉環(huán)增益每增加20dB，相應
地閉環(huán)帶寬降低10倍頻。
現(xiàn)在考慮CFA的簡化模型，如圖2所示。同相輸入端是單位增益緩沖器的高阻輸入端，反相輸入端是單位增益緩沖器的低阻輸出端。緩沖器允許誤差電流流入或流出反相輸入端，且單位增益使反相輸入跟隨同相輸入。誤差電流反映高阻節(jié)點，將誤差電流轉換成電壓，經(jīng)緩沖后輸出。高阻節(jié)點阻抗Z(s)與頻率相關，它與VFA的開環(huán)增益類似，直流值很高，并以20dB/10倍頻程下降。
同相放大原理圖 波特圖
圖2 CFA的簡化模型
當緩沖器保持V IN+ =V IN- 時，通過對V IN- 節(jié)點處的電流求和可得到閉環(huán)
傳遞函數(shù)。假設緩沖器輸出電阻為0，即RO=0，
VO-V IN- RF
+-V IN- RG+I ERR =0 且I ERR =VOZ(s
)
代入求解得：
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG
雖然CFA閉環(huán)傳遞函數(shù)與V
FA一樣，但CFA環(huán)路增益(1/LG)僅取決于反饋電阻RF，而不是(1+RF/RG)，這樣CFA的
閉
環(huán)帶寬將隨RF的阻值改變而改變，而不是隨噪聲增益(1+RF/RG)的變化而變化。從波特圖上可以看出，RF與Z(s)的交點決定環(huán)路增益大小，由此決定電路的閉環(huán)帶寬f CL 。很顯然，CFA的一個優(yōu)點是增益帶寬積不為常數(shù)。實際上，CFA的輸入緩沖器的輸出電阻RO并不是理想的，一般為20至40Ω。這個電阻的存改變了反饋電阻的大小。兩個輸入端電壓不完全相等，把V IN- =V IN+ -IERR RO代入前面式子。求解VO/V IN+ 得
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，
其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)
反饋電阻中的附加項意味著環(huán)路增益實際在一定程度上依賴于電路的閉環(huán)增益。當閉環(huán)增益較低時，RF起主要作用；當閉環(huán)增益較高時，第二項RO(1+RF/RG)增加，環(huán)路增益降低，由此閉環(huán)帶寬減小。
應該說清楚的是，如果RG斷開，輸出端短接到反相輸入端(像電壓跟隨器那樣)，會使環(huán)路
增益非常大。對VFA而言，如果把整個輸出電壓都反饋回輸入端，會使反饋達到最大。而電流反饋的最大值受短路電流的限制。反饋電阻越小，反饋電流越大。從圖2可以看出，當RF=
0時，Z(s)與反饋電阻交點的頻率很高，在高階極點區(qū)域內(nèi)。對于CFA來說，Z(s)的高階極點
會造成高頻相移增大，當相移大于180°時，導致電阻不穩(wěn)定。因為RF的最佳值隨閉環(huán)增
益改變而改變，所以在確定不同增益情況下的帶寬和相位裕度時，波特圖很有用。減少相位
裕度，增大閉環(huán)帶寬，但這會在該頻域內(nèi)出現(xiàn)尖峰，在時域內(nèi)出現(xiàn)過沖與阻尼振蕩。電流饋
器件的產(chǎn)品說明上會給出不同增益時RF的最佳值。
CFA具有優(yōu)異的壓擺率特性。盡管設計出高壓擺率的VFA是可能的，但從內(nèi)在固有特性來說，
CFA的壓擺率更快。傳統(tǒng)的VFA，在輕負載時，壓擺率受到內(nèi)部被償電容的充放電電流的限制
。在輸入大瞬態(tài)信號時，使輸入級飽和，僅其長尾電路電流對補償節(jié)點進行充電或放電。對
CFA，低輸入阻抗允許大瞬態(tài)電流按需要流入放大器，內(nèi)部電流鏡把此輸入電流傳輸?shù)窖a償
節(jié)點，實現(xiàn)快速充放電。理論上它和輸入階躍信號的大小成比例。壓擺率增高使上升時間變
快，壓擺率引起的失真和線性誤差減小，大信號頻率響應變寬。實際上，壓擺率受電流鏡飽
和電流(10~15mA)的限制，以及輸入和輸出緩沖器壓擺率的限制。
問：CFA的直流精度怎樣?
答：正像使用VFA一樣，CFA的直流增益精度可以從它的傳遞函數(shù)算出，基本上
是其內(nèi)部互阻抗與反饋電阻之比。典型情況下，內(nèi)部互阻抗為1MΩ，反饋電阻為1kΩ，RO
為40Ω，那么單位增益的增益誤差約0?1%。增益較高時，增益誤差顯著增大。CFA很少用于
高增益場合，尤其是當要求增益絕對準確時。
在許多應用中，建立時間仍然比增益精度重要。盡管CFA具有很快的上升時間，但由于建立
時間的熱拖尾現(xiàn)象(thermal settling tails)是一種影響建立時間精度的主要因素，所以許多CFA產(chǎn)品說明僅給出達到0?1%精度的建立時間?，F(xiàn)在考慮圖3所示互補輸入緩沖V IN+
端與V IN- 端之間的失調(diào)電壓為Q1的V BE 電壓和Q3的V BE 電壓之差。當輸入為0時，兩個V BE 電壓應當匹配，V IN+ 與V IN- 之間的失調(diào)很小。給VIN+ 加一個正向階躍輸入信號，這會降低Q3上的V BE 電壓，減少其功耗，從而增大Q3的V BE 值。連接成二極管形式的Q1上電壓V CE 沒有變化，因此其V BE 也不變。兩個輸入端具有不同的失調(diào)電壓，那么會降低其精度。電流鏡電路中存在同樣的問題，高阻節(jié)點一個輸入階躍變化將改變Q6的V CE 值，從而改變Q6的V BE 值，但Q5的VBE 不變，V BE 的變化將造成反饋回V IN- 的誤差電流，由于誤差電流乘以RF將產(chǎn)生輸出失調(diào)電壓。外，各晶體管的功耗僅在一個小區(qū)域中，由于區(qū)域太小，以致器件之間達不到熱耦合。在應用中，運用反相放大器結構，能消除共模輸入電壓，從而可降低輸入級的熱誤差。
圖3 CFA的輸入級和電流鏡電路
問：在什么情況下，熱托尾現(xiàn)象會成為一個問題?
答：熱拖尾現(xiàn)象與信號的頻率和波形有關。熱拖尾不會立刻出現(xiàn)，(由工藝決
定的)晶體管的溫度系數(shù)將會決定溫度改變、參數(shù)改變及恢復所需要的時間。ADI公司用高速
互補雙極型工藝(CB工藝)制造的運放，在高于幾千赫的輸入頻率時并不出現(xiàn)明顯的熱
拖尾現(xiàn)象，因為輸入信號變化得太快。通信系統(tǒng)一般比較關心頻譜特性，所以熱拖尾可能引
入的附加增益誤差并不重要。階梯波，如圖象應用場合中用的階梯波，在直流電平改變時，
會受到熱拖尾現(xiàn)象的不利影響，對于這些應用，CFA不能提供足夠的建立時間精度。問：現(xiàn)在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一個電路中如何使用它。CFA的反相輸入端輸入阻抗低是否意味著我不能使用反向放大?
答：請記住CFA的反向放大方式能夠工作，因為其反向輸入端是低阻抗節(jié)點。VF
A的求和節(jié)點是在反饋
環(huán)路建立后，由低輸入阻抗表征。事實上，因為CFA固有的低輸入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好，能保持求和節(jié)點處于“接地”狀態(tài)，而且在反饋環(huán)建立前就具有這樣的特性。在高速應用中VFA求和節(jié)點處會出現(xiàn)電壓尖峰，而CFA電路不會有電壓尖峰出現(xiàn)。你還可以記得CFA反向工作方式具有的優(yōu)點，包括使輸入壓擺率達到最大和減小由于熱拖尾引起的建立時間誤差。問：這就意味著我能用一個CFA構成一個電流?電壓(I?V)轉換器，對嗎?
答：對。CFA可以構成I?V轉換器，但有一些限制因素：CFA的帶寬直接隨反饋電阻的變化而改變，反向輸入的電流噪聲會變得很高。在放大小電流時，因為信號增益隨電阻線性增大，而電阻噪聲按R增加，所以反饋電阻越大，意味著信噪(電阻噪聲)比越高。反饋電阻增大一倍，信號增益增大一倍，而電阻噪聲僅增加到1?4倍。不幸的是，對CFA來說，噪聲的作用加倍，信號帶寬減半。因此，CFA電流噪聲大阻礙了它在許多光電二級管電路中的使用。在噪聲要求不很嚴格時，根據(jù)帶寬要求選擇一個適當反饋電阻，用另一級增加增益。
問：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會不會在使用它時會受到限制?
答：你說得對。CFA反向輸入端電流噪聲比較高，大約為20~30pA/Hz。但是與類似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ。在增益為1時，CFA的主要噪聲源是流過反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產(chǎn)生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源。當增益增加時(減小輸入電阻RG)，由輸入電流噪聲產(chǎn)生的輸出電壓噪聲不會增加，這時運放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源。比如，當增益為10時，輸入噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓折合到輸入端僅為1?5nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上，這樣總的輸入噪聲電壓僅為2?5nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應用中，CFA是很吸引人的。
問：用CFA構成四電阻差動放大器會怎么樣?會不會因CFA的兩個輸入端電阻不平衡而不適用于這類電路?
答：你問得好!這是對CFA常有的誤解。CFA的兩個輸入端電阻確實不匹配，但理
想差動放大器的傳遞函數(shù)照樣可以用。兩個輸入電阻不相同會有什么樣結果?低頻時，四電阻差動放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定，0?1%的電阻匹配相應的CMR約為66dB；高頻時，要關心的問題是輸入阻抗形成的時間常數(shù)的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容，在1MHz時CMR柯達到60dB。由于CFA的輸入級不平衡，其輸入電容不可能匹配好。這意味著為減少時間常數(shù)失配，在某些運放的同相輸入端須接一個外部電阻(100至200Ω)。如果仔細選擇電阻，那么CFA也能產(chǎn)生與VFA相當?shù)母哳lCMR。在犧牲一部分信號帶的情況下
外加手調(diào)電容可以進一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動
放大器，如AD830。無需電阻匹配，它在1MHz時CMR大于75dB，在10MHz時CMR約為53dB。
問：你認為用反饋電容調(diào)節(jié)放大器帶寬情況會怎樣?反相輸入端低阻抗會不會使CFA對此節(jié)點上的旁路電容敏感性減小?容性負載情況又會怎樣?
答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個電容的情況。對于VFA，在噪聲增益范圍內(nèi)，會產(chǎn)生一個極點，但對CFA，在其反饋電阻范圍內(nèi)要出現(xiàn)一個極點和一個零點，如圖4所示。請記住，反饋電阻與開環(huán)互阻交點處的相位裕度決定閉環(huán)穩(wěn)定性。電容CF與RF并聯(lián)后的反饋電阻為：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF
圖4 電容反饋電容的作用
極點出現(xiàn)在1/2πRFCF，零點出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與Z
OC 交點處頻率太高，開環(huán)相移太大會引起不穩(wěn)定。對于積分電路，若RF→∞，極點
出現(xiàn)在低頻處，在高頻處幾乎沒有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益，用一個電阻與
積分電容串聯(lián)用來限制高頻環(huán)路增益，這樣可以穩(wěn)電流反
饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結構，例如阻容并聯(lián)的反饋濾波器，但用CFA構成
的Sallen?Key濾波器除外，因為它被用作固定增益單元電路?？傊?，不希望在CFA的RF兩端并接電容。另一個要考慮的問題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響。記得VFA，旁路電容會在噪聲增益上建立一個零點，增加噪聲增益與開環(huán)增益間的閉合速度(rate of closure)，若不進行頻率補償，產(chǎn)生過大的相移會導致電路不穩(wěn)定。對CFA，旁路電路有同樣的影響，只不過此問題講得較少。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達式可寫作：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，見圖5中f Z1 。這個零點使CFA產(chǎn)生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低，零點的轉折頻率變高?？紤]寬帶VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］處的零點頻率約為40MHz，RO為40Ω而其它電路參數(shù)完全相同的CFA將把零點抬高到400MHz左右。對于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運放，VFA需要有反饋電容補償，以減小C IN 的影響，同時要減小信號帶寬。CFA雖然因零點會有一些附加的相移，但由于轉折頻率高十倍，受C IN 的影響就沒有VFA那么大。CFA的信號帶寬比VFA要大，若要求通帶內(nèi)平坦或脈沖響應最優(yōu)，也可以進行補償。為減小ZF和Z OL 之間的閉合速度，加一個小電容并聯(lián)在RF上，就可以改善響應。要至少保證45°的相位裕度，應當選擇反饋電容放到ZF與ZOL 相交的極點處，如圖5中fP點。請不要忘記反饋電容所產(chǎn)生的高頻零點f Z2
的影響。
圖5 反相輸入端旁路電容的作用
CFA中負載電容呈現(xiàn)出和VFA中一樣的問題：增加誤差信號相移，引起相位裕度變小，可能產(chǎn)
生不穩(wěn)定。處理容性負載有幾種公認的電路方法，但對于高速運放，最好的方法是在運放的
輸出端串聯(lián)一個電阻(見圖6)，在反饋環(huán)的外面有了與負載電容串接的電阻，放大器不直接
圖6 驅動容性負載的串聯(lián)輸出電視
驅動純?nèi)菪载撦d。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益。不管采用什么方法，帶寬、壓擺率
及建立時間總會有些損失。最好根據(jù)要求的特性，如最快上升時間、達到規(guī)定精度的最快建
立時間、最小過沖或通帶平坦性，用實驗方法對具體放大電路進行優(yōu)化。
問：為什么你們的CFA沒有一個能提供真正單電源工作且允許信號擺幅達到一個
或兩上電源限?
這是人們喜愛VFA電路結構的原因之一。放大器要給出良好的電流驅動能力。并且使信號擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級。共射極輸出級允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出晶體管的V CE 飽和壓降。在現(xiàn)有的制造工藝中，這類輸出級不會提供射極跟隨器那樣的速度，其部分原因在于它增加了電路的復雜性且有較高的固有輸出阻抗。由于CFA是專門為超高速運放和電流輸出發(fā)展起來的，所
以輸出級用射極跟隨器電路是其特有的設計。隨著高速運放制造工藝的發(fā)展，例如ADI公司的超高速互補雙極型工藝(XFCB)，現(xiàn)在已經(jīng)能夠設計出共射極輸出超高速運放(例如AF8041)，其帶寬為160MHz，壓擺率為160V/μs，+5V單電源供電。這種運放采用電壓反饋，雖然在某種程度也使用了電流反饋，其速度還是受輸出級限制。采用XFCB工藝制造的射極跟隨器作為輸出級的VFA和CFA的壓擺率，都比AD8041快得多。另外，單電源運放輸入級采用PNP差動對管，允許共模輸入范圍低到電源下限(通常是接地電位)。要為CFA設計出這樣的輸入級，是目前面臨的主要問題。
然而，CFA可以用于單電源應用場合。ADI公司提供了許多+3V和15V單電源工作的運放。必須牢記的是，在應用中，只有信號在允許的輸入電壓和輸出電壓范圍內(nèi)，器件才會在偏離單電源情況下工作得很好。這就要求電平移動或交流耦合，并且偏置到適當范圍。在大多數(shù)單電源系統(tǒng)中，已經(jīng)考慮到這種要求。如果系統(tǒng)動態(tài)范圍必須達到電源的正負限之一或兩者，或者如果是在交流耦合應用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的選擇。當驅動大負戴時，正負電源限之間的輸出擺幅性能也是一個考慮因素，在驅動50Ω或75Ω電纜時，許多電源正負限器件的輸出并不能接近電源限，因為輸出電流增加時，V ＣＥＳＡＴ 飽和電壓也增大。如果你確實需要電源限輸出性能，那就不必選用CFA。如果你要求超高速和電流輸出，這才是CFA獨特之處。
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