功率因數(shù)較正(PFC)的幾個(gè)問題
1 問題的提出
目前220v市電輸入的開關(guān)電源，都是采用橋式整流后電容濾波的形式。如果是110V則一般用倍壓整流。其基本連接如圖1所示。由于Uc的存在，只有當(dāng)市電的峰值超過它時(shí)二極管D才會(huì)導(dǎo)通，給負(fù)載提供能量。其他時(shí)間段D都是截止的，見圖2。50Hz正弦波的半個(gè)周期是10mS，而這里D的導(dǎo)通時(shí)間只有（2~3）mS。故其峰值系數(shù)（峰值與其有效值之比）一般≥3，而正弦波形的峰值系數(shù)為1.414。
輸入電流形成50Hz的脈沖，其總諧波失真THD可達(dá)120%，即所有高次諧波（頻率為50Hz的n倍，n=2～∞），電流之和的均方根幅度超過了基波I1的幅度。功率因數(shù)由式（1）計(jì)算，式中Φ是電流和電壓之間的相位角差。而THD的計(jì)算式見式（2）。
總諧波失真THD當(dāng)然可以用頻譜儀測量各次諧波的幅度再用公式計(jì)算，但是這很麻煩。一般都是用失真度計(jì)測量，測量范圍一般可以從100%～0.01%。失真度計(jì)工作時(shí)是濾除基波，測量剩下的電壓幅度值再和基波相除就得到總諧波失真THD。
功率因數(shù)PF的測量一般采用電能質(zhì)量測試儀，比如杭州遠(yuǎn)方生產(chǎn)的PF9800 。這種儀器應(yīng)該是同時(shí)測量出COSΦ和THD，經(jīng)過運(yùn)算得出PF值。由于諧波電流非正弦波，需要用真有效值表來測量。如果儀器內(nèi)的真有效值表不到位，測出的PF值就會(huì)產(chǎn)生較大的誤差。由于電流的峰點(diǎn)出現(xiàn)在電壓的峰值處，Φ≈0，所以COSφ≈1。
當(dāng)輸入電流沒有失真時(shí)THD=0，PF就是1，而THD＞0時(shí)PF＜1。通常市電經(jīng)橋式整流、電容濾波后的PF約為0.6～0.7。濾波電容和母線等效負(fù)載電阻的乘積越大，整流管的導(dǎo)通時(shí)間就越短，故其峰值系數(shù)就越高，THD越大，所以PF值越小。
2 危害
由于諧波電流的幅度超過了基波的幅度，而它不做功只會(huì)使導(dǎo)線發(fā)熱，消耗能量。
三相基波電流各相的相位差為120°，而諧波電流的相位很復(fù)雜，和基波電流合成后的電流彼此之間的相位會(huì)改變，三相的相位差不再是120°，造成三相不平衡。而不平衡的直接后果就是中線電流增加，嚴(yán)重時(shí)會(huì)燒毀變壓器。下面舉三個(gè)例子給予說明。
⑴ 輸入調(diào)壓器的異常。本人2000年以前開發(fā)的開關(guān)電源都不帶PFC，開關(guān)電源輸出的直流加1. 5kW負(fù)載（那時(shí)沒有真有效值表，無法確定其輸入VA）時(shí)，5kVA的調(diào)壓器就發(fā)出相當(dāng)大的噠噠聲（注意：不是嗡嗡聲），當(dāng)負(fù)載增加到2.5kW時(shí)，調(diào)壓器的震動(dòng)讓人無法忍受。而開關(guān)電源加入PFC后，加3kW的直流負(fù)載時(shí)，調(diào)壓器發(fā)出比較大的嗡嗡聲，完全不影響工作。
⑵ 500kVA的三相變壓器不能夠帶80kW的開關(guān)電源負(fù)載。浙江某廠在90年代開發(fā)出一種1kW開關(guān)電源，用戶要求80臺(tái)同時(shí)老化。雖然是按三相均分的，但總燒中線保險(xiǎn)絲，如果把保險(xiǎn)絲電流加大，變壓器發(fā)出異常聲音，并有燒毀的跡象。不得已放棄同時(shí)老化。
⑶ 浙江富陽某電鍍廠，購進(jìn)一臺(tái)12V/10kA的可控硅整流電源。開機(jī)時(shí)全廠所有電子系統(tǒng)全部失靈，專家指出只能加有源功率因數(shù)補(bǔ)償設(shè)備。但是，相應(yīng)的設(shè)備比這臺(tái)電源還要貴，難以承受。
3 怎么來修正輸入電流的波形
上面分析了危害的根源是輸入電流的非正弦化，原因是在有濾波電容時(shí)二極管的導(dǎo)通只在輸入電壓的峰點(diǎn)出現(xiàn)。如果二極管前的電壓能夠始終保持高于電容上的電壓，就能夠使二極管在整個(gè)半周期內(nèi)都導(dǎo)通。可以用一個(gè)和橋式整流輸出相反的補(bǔ)償波形與其疊加，如圖3所示來實(shí)現(xiàn)。如果輸入電壓是220V有效值、輸出的直流電壓正好是輸入電壓的峰值311V時(shí), 這補(bǔ)償電壓UL的波谷可到零。一般為了在市電較高時(shí)PFC電路也能夠正常工作，取輸出直流電壓為380V～400V，這樣該補(bǔ)償波形在輸入電壓為交流220V時(shí)就帶有直流成分70V~90V。
具體電路見圖4，由電感L、開關(guān)K、升壓二極管D2構(gòu)成的Boost電路產(chǎn)生這個(gè)UL補(bǔ)償波形。
圖中的開關(guān)K是由整流后的饅頭波和輸出電壓二者共同控制，是相乘的關(guān)系，所以要用到乘法器M。在UC-3845中還加入了前饋電路，即控制開關(guān)的脈沖寬度反比于輸入電壓。所以，以上的乘積還要用除法器去除前饋電壓。這樣在輸入電壓大幅度變化時(shí)效果比較好。
相對于50kHz~100kHz的高頻開關(guān)頻率而言，100Hz饅頭波的一小段可以看做是固定不變的量，所以開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖有一個(gè)對應(yīng)的脈沖寬度，如圖5所示。饅頭波的波峰（正弦波的峰點(diǎn)）就是補(bǔ)償波形的波谷，此時(shí)對應(yīng)的高頻脈沖的寬度最窄；反之，饅頭波的波谷（正弦波過零點(diǎn)時(shí)）就是補(bǔ)償波形的波峰，對應(yīng)的脈沖寬度最寬。要注意的是：圖5是一個(gè)示意圖，上下的脈沖并非一一對應(yīng)的關(guān)系。補(bǔ)償電壓UL 波形的一小段，對應(yīng)下面的的驅(qū)動(dòng)脈沖可以同寬度的重復(fù)上千個(gè)，所以時(shí)間軸的單位不同。
簡單的DCM電路由于其電感電流跟隨輸入電壓變化，即其峰點(diǎn)的包絡(luò)線是和輸入電壓一致的，所以無需乘法器，開關(guān)器件只要受輸出電壓控制即可。
采用乘法器的PFC電路，其輸入電流跟隨輸入電壓的效果很好。用UC-3854芯片做的輸出kW級的PFC電路，其輸入電流和輸入電壓分別用雙蹤示波器的Y1、Y2顯示時(shí)，二者的波形基本上能夠重合，用失真儀實(shí)測其輸入電流的THD≤2%。按公式計(jì)算為PF＞0.999 。
4 幾種基本模式的特點(diǎn)
⑴ DCM模式
儲(chǔ)能電感里電流不連續(xù)導(dǎo)通，如圖6（a）所示。
其優(yōu)點(diǎn)是，電感里的電流幅度能夠自動(dòng)跟蹤輸入電壓，所以能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電流的正弦化。只需要輸出電壓的一個(gè)反饋環(huán)路，所以控制芯片成本低。而且由于電感里的電流每次都降到零，能量全部釋放光。即當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通前，流過升壓二極管的電流已經(jīng)為零，不存在反向存儲(chǔ)電荷，所以對該二極管的反向恢復(fù)時(shí)間要求不高。
缺點(diǎn)是，同樣輸出功率時(shí)這種模式的開關(guān)管峰流最大；儲(chǔ)能電感里的高頻電流幅值亦大，使電感的損耗比較大；另外，它的工作頻率是隨輸入電壓和負(fù)載而變化的，不利于輸入濾波器的設(shè)計(jì)。所以，一般用在輸出100W以下的電路中，適合電子鎮(zhèn)流器等小功率的場合。
⑵ CRM模式
儲(chǔ)能電感里電流臨界導(dǎo)通，如圖6（b）所示。
在控制芯片中設(shè)有電感電流過零檢測電路，以保證電感里能量釋放完后，開關(guān)管才導(dǎo)通。所以，同樣對升壓二極管的反向恢復(fù)時(shí)間要求不高。但是它需要簡單乘法器才能夠保證輸入電流的正弦波化。DCM的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)它都有，只不過程度不同而已，故適應(yīng)的負(fù)載范圍也差不多。
⑶ CCM模式
儲(chǔ)能電感里電流是連續(xù)的，如圖6（c）所示。
最大特點(diǎn)是儲(chǔ)能電感里電流變化量小。在開關(guān)管截止后，電感開始釋放能量，一般設(shè)計(jì)是在電流只減少20%就停止，開關(guān)管導(dǎo)通再蓄能。所以，同樣輸出功率這種模式儲(chǔ)能電感里的高頻損失最小，適合做大功率。相應(yīng)的缺點(diǎn)是，需要乘法器來完成輸入電流的正弦波化，故控制芯片復(fù)雜成本高。另外，最大的缺點(diǎn)是在開關(guān)管導(dǎo)通、升壓二極管要轉(zhuǎn)入截止時(shí)，由于電感里的電流只減少了20%，故還有相當(dāng)大的電流流過升壓二極管，在二極管內(nèi)存儲(chǔ)了反向電荷，這些電荷的釋放產(chǎn)生的反向恢復(fù)電流，不但造成二極管和開關(guān)管的損耗而且形成了EMI干擾。因此對該二極管的反向恢復(fù)特性要求很高。
5 功率的分配
PFC電路輸出的功率由兩部分組成：一部分由市電整流后的饅頭波直接提供，另一部分是由Boost電路產(chǎn)生的補(bǔ)償波形部分。由于后者在產(chǎn)生時(shí)有效率問題，所以這部分所占的比例越多，總效率就越低。而PFC電路輸出電壓是穩(wěn)壓的，因此輸入電壓越低總效率也越低。
比如輸出400V/1A時(shí)，輸入電壓為220V時(shí)Boost電路產(chǎn)生的功率為89W。當(dāng)采用一般的MOS-FET和快恢復(fù)二極管時(shí)效率為94%～95%。而輸入電壓為110V時(shí)，如果還輸出400V，Boost電路產(chǎn)生的功率就要提高到245W，效率就只有91%～92%了。所以輸入電壓不同，PFC電路的元器件的選用是不一樣的。
6 升壓二極管的選用
PFC的設(shè)計(jì)中最關(guān)鍵的就是升壓二極管D的選擇。它接在濾波輸出電容C和開關(guān)管K之間，當(dāng)K關(guān)斷時(shí)，電感L里的能量釋放，D導(dǎo)通給C充電和給負(fù)載提供能量。這時(shí)有正向電流IF流過D。當(dāng)K導(dǎo)通給L儲(chǔ)能時(shí)，D被反偏。理想的二極管應(yīng)該立刻關(guān)斷，只剩下漏電流。但由于D在正向電流流過時(shí)，內(nèi)部存在由載流子形成的電荷Qrr，反偏時(shí)它們不能馬上消失，而反向流動(dòng)形成反向恢復(fù)電流Irr，如圖7所示。要把這些反向恢復(fù)電荷Qrr都釋放完畢，該二極管才能夠截止。該釋放時(shí)間就是反向恢復(fù)時(shí)間trr。不要小看二極管這幾十nS的反向恢復(fù)時(shí)間，它對PFC等在高頻工作的電路造成的干擾、損耗是決不能忽視的.。
快恢復(fù)二極管指標(biāo)中一般都標(biāo)出trr，有的同時(shí)標(biāo)出Qrr。但是不同的廠家測試條件不同，所以不能夠直接比較。只能夠通過測量來進(jìn)行比較?，F(xiàn)在有這種成品的trr、Qrr測試儀器；亦可用方波發(fā)生器配合高頻示波器測量二極管的電流波形，直接顯示其反向恢復(fù)特性。
7 新的技術(shù)動(dòng)向
⑴ 采用交錯(cuò)并聯(lián)PFC技術(shù)
該技術(shù)采用兩套電路其驅(qū)動(dòng)脈沖相隔180°互補(bǔ)工作，輸出端通過升壓二極管并聯(lián)。其優(yōu)點(diǎn)如下。
① 輸入電流的頻率加倍、峰值減半，使EMI的強(qiáng)度減半，便于輸入濾波器的設(shè)計(jì)。
② 輸出紋波的頻率加倍、峰值減半,在沒有輸出電壓保持時(shí)間（一般為20mS）的要求時(shí)，輸
出濾波電容的容量可以減半。
③ 儲(chǔ)能電感的電感量減半，總效率最多可以提高半個(gè)百分點(diǎn)。
以上第一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是最重要的，因?yàn)镋MI的處理是開關(guān)電源設(shè)計(jì)中最棘手的問題。
由于交錯(cuò)并聯(lián)PFC技術(shù)的優(yōu)越性，已經(jīng)有多家IC公司（如TI（德州）、安森美、仙童）推出相應(yīng)的控制芯片，如TI推出的UCC28060、UCC28070等可以用于CRM及CCM電路模式。這種交錯(cuò)并聯(lián)PFC技術(shù)尤其適合大功率輸出。
⑵ 采用COOLMOS
由于它的導(dǎo)通電阻比同級其他管子要小，所以導(dǎo)通損耗小。比如英飛凌的第三代SPP20N60C3，耐壓是650V， 20A導(dǎo)通電阻為0.16Ω，而相應(yīng)的IXYS公司的IXTH20N60是600V ，20A其導(dǎo)通電阻為0.35Ω，相差一倍多。所以導(dǎo)通損耗明顯減小。
⑶ 采用SiC材料的Schottky二極管
它幾乎沒有反向恢復(fù)電荷，所以開關(guān)損耗小。如果再配上COOLMOS的開關(guān)管，據(jù)報(bào)道在輸入市電220V、輸出380V直流時(shí)效率可達(dá)到97%以上，同時(shí)由于沒有反向恢復(fù)電流的瞬變引起的干擾，EMI較小。
⑷ 改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)
PFC 電路為了使100Hz紋波不反饋回PWM控制器，反饋環(huán)路的頻響都很窄。典型的是10Hz。這樣當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，無法得到電路快速的響應(yīng)。使輸出電壓發(fā)生陡升或陡降。為了克服該缺點(diǎn)，比如如英飛凌的ICE2PCS02，當(dāng)輸出電壓變化超過±5%時(shí)芯片會(huì)跳過慢速的補(bǔ)償放大環(huán)節(jié)，直接啟用內(nèi)部的非線性模塊改變占空比使輸出電壓迅速恢復(fù)正常。
下載文檔
