檢查一個傳統(tǒng)的電路就會注意到它的標志：一個帶抽頭的電感器，它用于確定振蕩頻率，并提供維持振蕩的反饋。盡管可以方便地計算出某個額定頻率所需的總感量，但要找到耦合系數(shù)k仍有很高技術難度，并且可能需要進行實驗優(yōu)化，也歸為“分割試驗”法。本設計實例給出了另一種替代等效電路，能在建立原型電路以前做出電路模型。
圖1是Hartley振蕩器的等效調諧電路，以及一個18MHz振蕩器的元件值。對于等效電路，互感的公式為：LA=-LM；LB=L2-LA=L2+LM和LC=L1-LA=L1+LM。等效電路的其它公式如下：
和
不幸的是，實際等效電路需要一個負電感LA。但是，對于接近諧振頻率f0的頻率，可以用一只電容器代替負電感器（圖1c），即用CA替換LA。注意等效電路忽略了寄生繞組的電阻與電容。
圖2為采用等效電路的一個振蕩器和輸出緩沖器。此電路性能一般與初始Spice仿真的預期相同。在測試期間，需要修改多個元件的值，并重復進行多次的Spice分析才能完成最終設計。
振蕩器的振蕩回路包括LB、LC、C4和C5，以及分壓器C6、C7和C8 產生的電容（大約6pF），該電容包括Q1和Q2的輸入電容和一些雜散電容。振蕩回路總電容為66pF,接近計算值67pF。連接到調諧電路上的電容器采用具有NP0溫度系數(shù)的陶瓷電介質型電容器。
電感器LB和LC采用空心線圈，它們在安裝時軸線互成直角，以盡量減小寄生耦合。但是，振動會影響它們的電感量，在最終設計中，兩個電感器都應包含電介質芯或環(huán)形芯上的繞組，因為環(huán)形線圈電感的溫度系數(shù)適合于預期的應用。
參考文獻1中的信息為兩種電感器提供了基本設計，調整匝的間距就可使振蕩器調諧到精確的18MHz。對于更嚴格的設計，可以在安裝前測量電感器，但寄生效應可能需要對電感器做某些調整。
電容分壓器C6、C7和C8為Q1和Q2施加適宜的信號電平。由于振蕩回路“看”到的分壓器有效電容總共只有6pF，因此，當設計要求一種可調振蕩器時，可以用一只可變電容器代替C4和C5組成其余的60 pF。在本例中，如果振蕩器需要大于±2MHz 的調諧范圍，則由Q3及其相應元件構成的輸出級可能需要作修改，以提供更高的帶寬。
電容器C3將Q1的Gate2自舉到其源極，提供額外增益，并使Q1 Gate1的輸入電容減少到已很低的 2.1pF以下（參考文獻2）。直流電阻小于2Ω的 8.3mH電感器L2連接到Q1的源極，在18 MHz 時表現(xiàn)出相對的高阻抗，并通過R3為Q1的源極提供一個對地直流路徑。在18 MHz 時，L2的阻抗大約為940Ω的感抗與大約3.5 kΩ電阻并聯(lián)組成，從而得到了一個極低Q值的扼流圈。假設其電感和感抗接近L2的原值，則可以為L2挑選一個實際尺寸較小的電感器。電感器L1的特性不太重要，但它應有4 ~ 6的低Q值，以及不大于5Ω的直流電阻值。在滿足這些要求下，就能為L1選擇一個標準值的扼流圈。
源跟隨器Q2用于驅動輸出級，它采用一種pi型匹配網(wǎng)絡，在Q3集電極將50Ω輸出負載轉換為285Ω。Q2的Gate2自舉該級輸出電壓的一半，就可增加源跟隨器的增益和動態(tài)范圍，并減小其輸入電容。
可以用電位器R15調整電路的輸出大小，在50Ω的負載上可以從約0.9VP_P調至1.5VP_P。在恒定的23℃左右室溫下，頻率保持穩(wěn)定，即使輸出上沒有負載，控制輸出的電路也能保持穩(wěn)定。對于固定頻率應用，輸出電路的負載Q為4，提供了適當?shù)膸?，減少了頻率小幅變化時對輸出電路重新調整的需求。
為使輸出電平達到最大安全程度，在輸出端連接一個50Ω負載，然后調整輸出至1.5VP_P。從50Ω到無負載的所有情況下，Q1上的漏源電壓都會保持在一個安全水平，即使輸出電壓隨著負載電阻提高而增加。為避免超過Q1最大12V漏源額定電壓值，不要在50Ω負載上將輸出電壓設為大于1.5V。注意齊納二極管D1降低了Q1的漏極電壓，以提供額外的安全裕度。
在以前的一個設計實例中，通過加在Q1 Gate2上的一個控制電壓，用一只運算放大器和一個二極管整流電路設定了振蕩器的增益（參考文獻3）。在本設計中，一個簡單的無源電路就完成了相同的功能。Q3集電極的一部分信號驅動一個由D2、D3、C20 和C21構成的倍壓器。倍壓器產生的一部分負電壓驅動R18和C19的節(jié)點，即控制電壓節(jié)點，它也從可變電阻器R15 ~ R17接收一個正電壓，產生的電壓設定輸出信號電平。在啟動時，Q1的 Gate 2上只有正電壓，而Q1的最大增益很容易使振蕩器起振。當輸出達到穩(wěn)定狀態(tài)時，控制電壓下降，使振蕩維持在由輸出電平控制所確定的信號水平。
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