基于ADS的S波段平衡式寬帶低噪聲放大器設(shè)計

摘要：針對寬帶雷達(dá)接收前端的應(yīng)用，基于ADS軟件設(shè)計了一種S段平衡式寬帶低噪聲放大器。在軟件仿真中使用晶體管的Spice模型，在確定直流工作點后進(jìn)行輸入端的最小噪聲阻抗匹配和輸出端的最大增益阻抗匹配，最后給出了仿真結(jié)果和版圖設(shè)計。同時采用新型S波段90°寬帶功分器用于平衡式LNA的電路，大大提高了放大器的電性能，顯著減小了整個電路的尺寸。在此將原理圖一版圖聯(lián)合仿真用于LNA的設(shè)計優(yōu)化，將整個電路作為一個模型進(jìn)行EM分析，得出了一個可以比原理圖仿真更接近實際電路的結(jié)果，同時有效提高了產(chǎn)品的研發(fā)效率，縮短小了研制周期。
關(guān)鍵詞：平衡式放大器；ADS聯(lián)合仿真；90°。寬帶功分器；Spice模型

0 引言
    隨著現(xiàn)代雷達(dá)技術(shù)的迅猛發(fā)展，對雷達(dá)性能的要求越來越高，低噪聲放大器(LNA)已被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)系統(tǒng)中，成為了雷達(dá)接收系統(tǒng)中必不可少的重要電路。低噪聲放大器位于雷達(dá)接收系統(tǒng)的前端，其主要功能是將來自天線的微弱信號進(jìn)行小信號放大。因為LNA位于整個接收放大電路的最前端，所以它的噪聲系數(shù)直接影響了整個雷達(dá)接收系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和靈敏度。同時，LNA的輸入／輸出駐波比也影響著整個鏈路的性能。LNA不僅僅被應(yīng)用在雷達(dá)接收系統(tǒng)中，目前已被廣泛應(yīng)用于通信、電子對抗以及遙控遙測系統(tǒng)接收設(shè)備中。研制出性能優(yōu)良的微波低噪聲放大器對滿足市場需求具有重要意義。
    ADS(Advanced Design System)是Agilent公司推出的微波電路和通信系統(tǒng)仿真軟件。其功能非常強(qiáng)大，仿真手段豐富多樣，可實現(xiàn)包括時域和頻域、數(shù)字與模擬、線性與非線性、噪聲等多種仿真分析手段，并可對設(shè)計結(jié)果進(jìn)行成品率分析與優(yōu)化，從而大大提高了復(fù)雜電路的設(shè)計效率，是非常優(yōu)秀的微波電路、系統(tǒng)信號鏈路的設(shè)計工具。主要應(yīng)用于：射頻和微波電路的設(shè)計，通信系統(tǒng)的設(shè)計，DSP設(shè)計和向量仿真。本文著重介紹如何使用ADS進(jìn)行低噪聲放大器的設(shè)計。

1 寬帶及平衡式放大器的設(shè)計理論
    寬帶放大器的設(shè)計主要是解決補(bǔ)償品體管增益隨頻率增大而下降的問題。常用寬帶放大器主要有以下幾種：分布放大器、負(fù)反饋放大器、補(bǔ)償匹配網(wǎng)絡(luò)放大器和平衡式放大器。分布放大器使用器件過多，調(diào)試復(fù)雜，一般用于單片寬帶放大MMIC；負(fù)反饋放大器能反饋有平坦的增益并降低輸入／輸出電壓駐波比，但限制了最大功率增益并增加了噪聲系數(shù)；補(bǔ)償匹配網(wǎng)絡(luò)放大器中的匹配網(wǎng)絡(luò)還要為獲得小的輸入／輸出駐波比和噪聲等指標(biāo)服務(wù)，設(shè)計相當(dāng)困難，并且一般需要多級配合。平衡放大器雖然電路面積和耗電比單路放大器增加了一倍，但有良好的輸入／輸出駐波比以及增大3 dB的功率容量。成為寬帶放大器的一種重要形式。平衡式放大器常采用的結(jié)構(gòu)形式如圖1所示。

    進(jìn)入輸入耦合器端口1的功率在幅度上被分成兩部分，它們到達(dá)端口2和端口3的時候有90°相位差，而端口4沒有功率輸出。輸出耦合器通過引入90°的附加相移，使兩個放大器的輸出信號恢復(fù)同向，再把功率合成起來。這里將兩個放大器分別標(biāo)記為A，B，其S參數(shù)分別為，則整個放大器的S參數(shù)為：
   
    式中1／2為耦合器的3 dB衰減；由于3端口有90°的相移，負(fù)號表示信號兩次經(jīng)過3端口所產(chǎn)生的180°總相移。如果放大器的兩個支路完全相同，則兩路放大器的S參數(shù)完全相同，則|S11|=|S22|=0，也就是平衡式放大器有很好的輸入／輸出駐波比性能，同時平衡式放大器的正向、反向增益等于每個支路的相應(yīng)增益。
    對于LNA而言，由于耦合器的損耗，平衡式放大器的噪聲系數(shù)有相應(yīng)的增大。由公式：
   
    可得，輸入端耦合器的損耗將直接加在平衡式LNA的噪聲系數(shù)上。與在LNA前加隔離器等同樣改善駐波比的電路相同，這是必須要付出的一個代價。

2 LNA的指標(biāo)和設(shè)計
2．1 LNA設(shè)計指標(biāo)
    LNA設(shè)計指標(biāo)如表1所示。

2．2 微帶線的設(shè)計
    S波段的電路主要采用分布式參數(shù)進(jìn)行設(shè)計。因為頻率較高，所以微帶線的性能對信號傳輸?shù)挠绊懞艽蟆Ｔ谠撛O(shè)計中，除了微帶線采用50 Ω特征阻抗以外，對微帶線的拐角用HFSS進(jìn)行了專門的性能仿真和設(shè)計。仿真模型如圖2所示。

    經(jīng)過仿真，確定微帶線拐角的切角長度大致為50 Ω微帶線寬度的20％時傳輸效果最好。
2．3 分支低噪聲放大器仿真和版圖設(shè)計
    平衡式LNA的每一支路的LNA為相同性能的兩個LNA。在該設(shè)計中重點關(guān)注它們的增益平坦度和噪聲系數(shù)的指標(biāo)，因為平衡式放大器輸入／輸出駐波比這一性能由耦合器來決定，所以設(shè)計分支放大器時，駐波比可以先不關(guān)注。
2．3．1 晶體管的選擇和偏置電路的設(shè)計
    晶體管選擇AVAGO公司的EPHEMT(增強(qiáng)型假晶高電子遷移率晶體管)ATF-54143。AVAGO公司提供可以在ADS軟件里進(jìn)行仿真的ATF54143的Spice模型，所以可以直接在ADS里做放大器的直流、交流、S參數(shù)、諧波等各類仿真而不必受到在一定偏置條件下S參數(shù)的束縛。由ATF54143的芯片資料以及綜合考慮噪聲系數(shù)等因素，該設(shè)計確定ATF54143的偏置為Vds=3 V，Id=25 mA。經(jīng)過仿真優(yōu)化以及考慮到標(biāo)稱電阻值的問題，最后確定的偏置電路如圖3所示。

2．3．2 源極反饋電路的設(shè)計
    一般的放大器網(wǎng)絡(luò)為共源極結(jié)構(gòu)，柵極為輸入端，漏極為輸出端。放大器能正常工作的前提是電路是穩(wěn)定的，即穩(wěn)定因子K>1。改善放大器穩(wěn)定性的途徑有在柵極加串聯(lián)電阻和增加反饋電路等。在柵極加串聯(lián)電路雖然可以增加穩(wěn)定性，但惡化了噪聲系數(shù)，而源極負(fù)反饋因為不涉及電路的信號通路，所以對放大網(wǎng)絡(luò)噪聲的影響很小。通過給晶體管加入源極負(fù)反饋，可以改善晶體管的穩(wěn)定狀態(tài)。通常源極負(fù)反饋都是加入電感性元件。但是電感值通常太小，所以不用集總元件實現(xiàn)，而是使用終端短路微帶線來實現(xiàn)。該設(shè)計采用源極加終端短路微帶線的方式，通過ADS仿真可以較為準(zhǔn)確的評估晶體管的穩(wěn)定性。
2．3．3 輸入／輸出匹配設(shè)計和仿真
    在設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)的時候，選擇合理的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對于低噪聲放大器的設(shè)計至關(guān)重要。本文采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是并聯(lián)導(dǎo)納式結(jié)構(gòu)，即利用串聯(lián)微帶傳輸線進(jìn)行導(dǎo)納變換，然后并聯(lián)一個微帶分支線，微帶線的終端開路(或短路)，用其輸入導(dǎo)納作為補(bǔ)償電納，以達(dá)到電路匹配。因為是最前端的低噪聲放大器，所以輸入端匹配電路按照最小噪聲系數(shù)進(jìn)行匹配，當(dāng)ΓS=Γopt時，噪聲系數(shù)最小，NF=NFmin。當(dāng)ΓS≠Γopt時，
   
    選取等噪聲系數(shù)圓上的最佳噪聲系數(shù)點的阻抗做輸入端匹配。輸入端匹配完成之后，輸出端匹配按照最大增益進(jìn)行匹配。在ADS里可以進(jìn)行原理圖和版圖仿真的調(diào)諧和優(yōu)化。因為頻帶內(nèi)增益平坦度也是一個重要指標(biāo)，所以在設(shè)計的過程中增益平坦度和噪聲系數(shù)之間需要做一個折中和妥協(xié)。分支LNA的版圖如圖4所示。

    ADS中可以把layout中的無源電路和原理圖中的元器件有機(jī)結(jié)合在一起進(jìn)行聯(lián)合仿真，既考慮到了版圖的場的效應(yīng)，又考慮到原理圖中有源器件和集總元件的路的效應(yīng)。這樣仿真結(jié)果和實測結(jié)果可以非常接近，大大縮短制版調(diào)試的周期。由仿真結(jié)果可以得出：分支LNA的增益達(dá)到了10．6 dB，頻帶內(nèi)增益平坦度小于0．5 dB，噪聲系數(shù)小于1．003 dB，穩(wěn)定性系數(shù)K在1．02～1．06之間。放大器為無條件穩(wěn)定。因為設(shè)計中使用的為ATF54143的Spice模型，因此在ADS中可以作諧波仿真。由仿真結(jié)果可得，分支LNA的輸出P1 dB壓縮點為17．7 dBm，此時輸入功率為8．5 dBm。由ATF54143的芯片資料可得，該晶體管的輸出1 dB壓縮點約為20．4 dBm。因為電路采用晶體管源極負(fù)反饋以及寬帶低噪聲匹配犧牲了部分增益，所以電路的1 dB壓縮點有約2 dB多的下降。
2．4 90°寬帶功分器的仿真和版圖設(shè)計
    在S波段，通常的90°分支線耦合器和Wilkinson功分器要做到3～4 GHz的帶寬和較好的性能需要采用兩級或更多，尺寸會較大(3～4 GHz兩級分支線耦合器在RO4003射頻板上的尺寸達(dá)到了10 mm×20 mm)。而Wilkinson功分器要達(dá)到寬帶性能也要犧牲尺寸，并且還需要解決一個寬帶90°微帶延長線的問題。而采用MiniCircuits公司的QCS-442+90°寬帶功分器，在電性能較好的同時可以有很小的尺寸，這給平衡式放大器的設(shè)計帶來了新的思路。

    為了驗證QCS-442+90°功分器的性能，在ADS里用QCS-442+90°功分器的S參數(shù)模型進(jìn)行原理圖版圖聯(lián)合仿真，如圖5所示。
2．5 平衡式放大器的版圖設(shè)計和聯(lián)合仿真
    將90°寬帶功分器和分支放大器的版圖合在一起，進(jìn)行原理圖-版圖的co-simulation，如圖6所示。

    仿真結(jié)果如圖7～圖10所示。由仿真結(jié)果可以得出，受益于90°寬帶功分器的良好性能，該平衡式LNA的輸入／輸出駐波比在設(shè)計頻帶內(nèi)很好。因為輸入端90°寬帶功分器的插入損耗，所以放大器增益減小，噪聲系數(shù)增大，但也都在可接受的范圍之內(nèi)。用諧波平衡法仿真該平衡式放大器的P1 dB壓縮點等性能。仿真結(jié)果如圖10所示。

    由圖10可知，該LNA的輸入1 dB壓縮點為12 dBm，輸出1 dB壓縮點為20．5 dBm。正好比每個分支的LNA的P1 dB值大3 dB。

3 結(jié)語
    低噪聲放大器設(shè)計主要考慮的指標(biāo)是放大器噪聲系數(shù)和增益，但是這通常會犧牲放大器輸入駐波比的性能。并且低噪聲放大器為晶體管小信號放大，動態(tài)范圍較小，又在雷達(dá)接收通道的最前端，很容易因為外來的大信號而飽和。平衡式放大器能夠在增加一定的噪聲系數(shù)和損失一定的增益的條件下較好的改善輸入／輸出駐波比，同時平衡式低噪聲放大器的功率容量比單路放大器大一倍，可以有效增大接收機(jī)的動態(tài)范圍。高電子遷移率晶體管具有良好的噪聲和增益特性，是設(shè)計低噪聲放大器的較好選擇。同時隨著制造技術(shù)的提高，新型90°寬帶功分器能夠比通常的微帶形式的耦合器有更小的體積，給相應(yīng)頻段的平衡式放大器帶來了新的設(shè)計思路。Agilent的ADS是功能強(qiáng)大的射頻微波仿真平臺，可以提供豐富且精確的器件仿真模型，使得設(shè)計更加貼合實際的電路。在射頻微波電路的設(shè)計中使用ADS軟件防真可以在設(shè)計中預(yù)先對電路的性能進(jìn)行較為精確的優(yōu)化和評估，減小實際電路制造中的風(fēng)險，縮短研發(fā)周期，節(jié)約研發(fā)成本。
    本文給出了基于ATF54143的S波段平衡式低噪聲放大電路的設(shè)計、仿真分析。仿真結(jié)果表明，所設(shè)計的低噪聲放大器在3～4 GHz，噪聲系數(shù)大小于1．5 dB，增益為(9．6±0．3)dB，輸入／輸出駐波比不大于1．3，輸出1 dB壓縮點為20．5 dBm。