級(jí)聯(lián)型逆變器相移PWM的相移量與輸出諧波關(guān)系分析

摘要：闡述了相移PWM技術(shù)在級(jí)聯(lián)型逆變器中的應(yīng)用，并對(duì)相移PWM中各單體逆變器的相移與級(jí)聯(lián)型逆變器輸出頻譜之間的關(guān)系進(jìn)行了分析。當(dāng)相移量為T(mén)s/m時(shí)，輸出諧波頻率為原有的m倍。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了分析的正確性。

關(guān)鍵詞：級(jí)聯(lián)型逆變器；多電平逆變器；相移

1    引言

    多電平逆變器由于可降低器件的開(kāi)關(guān)應(yīng)力，優(yōu)化輸出波形，提高轉(zhuǎn)換效率等優(yōu)點(diǎn)，目前在中大功率場(chǎng)合得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。多電平逆變器目前主要包括二極管嵌位型、電容嵌位型、多單元級(jí)聯(lián)型等^[1]。級(jí)聯(lián)型逆變器將多個(gè)逆變單元串聯(lián)起來(lái)，易于擴(kuò)展，主要缺點(diǎn)是每個(gè)單元需要隔離的直流電源。為減少隔離電源數(shù)量，單元電路結(jié)構(gòu)可以不完全相同。這種由不同單元串聯(lián)而成的逆變器稱(chēng)為混聯(lián)型逆變器。當(dāng)電源電壓不同時(shí)，可以增加輸出電平種類(lèi)^[2]。串聯(lián)單元本身還可以是一個(gè)多電平逆變器，如二極管嵌位型逆變器^[3]。圖1是一個(gè)由H逆變橋和五電平逆變器串聯(lián)組成的混聯(lián)型逆變器。級(jí)聯(lián)型又可分為帶隔離直流電源和帶隔離輸出變壓器2種。分別如圖2和圖3所示。

圖1    混聯(lián)型逆變器示例

圖2    帶隔離直流電源的多重結(jié)構(gòu)

圖3    帶有輸出隔離變壓器的多重結(jié)構(gòu)

    多電平逆變器輸出正弦波的調(diào)制方法主要有2種，一種是基于基頻的調(diào)制方法，使逆變器輸出階梯波逼近正弦波，可分為空間矢量控制和諧波選擇消除，通過(guò)合適的選擇階梯波的時(shí)間和幅度，可有選擇地減少或消除特定的開(kāi)關(guān)諧波；另一種是基于高頻的調(diào)制方法，通過(guò)高頻調(diào)制，使得諧波頻率更高，更易于濾除，可分為空間矢量調(diào)制和SPWM2種方式。

    多電平逆變器中隨著級(jí)數(shù)的增加，空間矢量的個(gè)數(shù)呈幾何次數(shù)增加，而數(shù)量較多的矢量可獲得更好的控制效果。SPWM很易于從兩電平方式擴(kuò)展到多電平方式。多電平SPWM主要有多載波SPWM、相移SPWM和注入3次諧波提高母線電壓利用率法。多載波SPWM將多個(gè)相鄰三角波與正

    弦參考信號(hào)進(jìn)行比較得到控制脈沖，適用于二極管嵌位和級(jí)聯(lián)型逆變器。相移SPWM技術(shù)適用于級(jí)聯(lián)型逆變器^[4][5][6]，通過(guò)將相位不同的載波信號(hào)與正弦參考信號(hào)比較得到觸發(fā)脈沖。圖4顯示了一個(gè)三重級(jí)聯(lián)型逆變器相移SPWM產(chǎn)生原理。相移SPWM可以提高輸出波形中含有的諧波頻率，從而使之更易于濾除。本文分析了各單體逆變器之間的相移與輸出頻譜之間的關(guān)系，并通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了分析結(jié)果。

圖4    三重級(jí)聯(lián)型逆變器相移SPWM產(chǎn)生原理圖 

2    相移量與輸出頻譜之間的關(guān)系

    對(duì)于單體逆變器，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生原理與兩電平SPWM逆變器完全相同。而對(duì)于不同的單體逆變器，輸出的基波存在一個(gè)相位差。

    設(shè)逆變器由m個(gè)單體SPWM逆變器組成，第i個(gè)SPWM逆變器輸出電壓為u_i，則串聯(lián)輸出總電壓為

    u₀=u_i（1）

    設(shè)單個(gè)逆變器輸出單相雙極性SPWM波，且波形正負(fù)半周期鏡像對(duì)稱(chēng)，即

    u(ωt)=－u(ωt+π)（2）

    為簡(jiǎn)化計(jì)算，設(shè)波形在正負(fù)周期內(nèi)前后1/4周期以π/2為軸線對(duì)稱(chēng)，即

    u(ωt)=u(π－ωt)（3）

    則可用傅立葉級(jí)數(shù)表示為^[7]

    u(ωt)=a_nsinnωt（4）

    設(shè)逆變器的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期為T_s，各個(gè)逆變器輸出時(shí)延為T_s/m，則輸出電壓用傅立葉級(jí)數(shù)表示為

    u(ωt)=a_nsin（5）

由于

    sin=[sinnωtcos(nω)－sin(nω)cosnωt]

        =sinnωtcos(nω)－cosnωtsin(nω)

        =sinnωtcos(n2π)－cosnωtsin(n2π)（6）

式中：T為逆變器輸出波形基波的周期，當(dāng)基波為工頻50Hz，T=20ms；

      T_s為開(kāi)關(guān)周期，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率f_s為幾十至幾百kHz，T_s為幾μs至幾十μs。

    當(dāng)n=1時(shí)，可近似認(rèn)為

    cos(n2π)=m，

    sin(n2π)=0（7）

    可見(jiàn)，串聯(lián)后輸出電壓中基頻成分為線性疊加。

    當(dāng)n=m時(shí)，有

    cos(n2π)=m，

    sin(n2π)=0（8）

    可見(jiàn)，串聯(lián)后輸出電壓中頻率f=mf_s的成分線性疊加。

    因此，我們可以得知，m個(gè)輸出依次時(shí)延T_s/m的SPWM逆變器串聯(lián)，其輸出的基頻成分幅值為線性疊加，輸出含有f=amf_s(a=1,2,...)的諧波，諧波的幅值亦為線性疊加。

    因此，若多重逆變器由m個(gè)單體逆變器組成，逆變器載波頻率為f_s，則第i個(gè)單體逆變器的時(shí)延為：

    t=（9）

    可見(jiàn)，通過(guò)串聯(lián)疊加，輸出頻譜中所含諧波成分更加高頻化，可大大減小濾波電感的體積。

3    仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1    基于MATLAB的仿真實(shí)驗(yàn)

    采用MATLAB對(duì)兩個(gè)時(shí)延為T_s/2的單相SPWM疊加得到雙重SPWM波的情況進(jìn)行仿真，條件為：開(kāi)關(guān)頻率f_s=2.5kHz，調(diào)制比為0.8，時(shí)延T_s/2。頻域分析結(jié)果如圖5所示。

(a)    雙重疊加輸出電壓的頻譜分布    (b)    單個(gè)逆變器輸出電壓的頻譜分布

圖5    不同方式下輸出電壓的頻譜分布

    可見(jiàn)疊加后的波形中開(kāi)關(guān)諧波頻率增加1倍，基頻和諧波成份都得到疊加，證實(shí)了以上分析結(jié)果。

3.2    電路實(shí)驗(yàn)

    采用CM15-12H型的IGBT建立帶高頻輸出變壓器的單體全橋逆變器，逆變器為二重串聯(lián)疊加結(jié)構(gòu)，帶小型濾波電感。控制方式采用相移PWM控制，采用ADSP2181為數(shù)字控制器，輸出兩路相互有時(shí)延的SPWM控制信號(hào)。輸入電源由4節(jié)12V蓄電池串聯(lián)提供，輸出為220V，50Hz交流。

    當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為12kHz，時(shí)延為τ=42μs，負(fù)載為純阻性，濾波輸出波形如圖6所示。波形的THD<3％。

圖6    實(shí)驗(yàn)的輸出波形

4    結(jié)語(yǔ)

    本文對(duì)相移PWM的輸出頻譜進(jìn)行了分析，得出了時(shí)延與輸出頻譜之間的關(guān)系。仿真與實(shí)驗(yàn)的結(jié)果證實(shí)了分析的正確性。