高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥寮捌潆p極性移相控制策略研究
提出并深入研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)?/strong>族及其雙極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇,該雙極性移相控制策略實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流,解決了這類逆變器固有的電壓過沖和換流重疊期間周波變換器的環(huán)流現(xiàn)象,實(shí)現(xiàn)了逆變橋功率器件的零電壓開關(guān)和周波變換器功率器件的零電流開關(guān)。仿真與原理試驗(yàn)結(jié)果均證實(shí)了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。
關(guān)鍵詞:高頻脈沖交流環(huán)節(jié);雙極性移相控制;零電壓零電流開關(guān);周波變換器;換流重疊
0 引言
傳統(tǒng)的逆變技術(shù)雖然成熟可靠、應(yīng)用廣泛,但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性差等缺點(diǎn)[1]。用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器,克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點(diǎn),顯著提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點(diǎn),但存在周波變換器器件換流時(shí)的電壓過沖現(xiàn)象等缺點(diǎn),通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲(chǔ)在漏感中的能量,從而降低了變換效率或增添了電路的復(fù)雜性。
因此,在不增加電路拓?fù)鋸?fù)雜性的前提下,如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實(shí)現(xiàn)周波變換器的軟換流,是這類逆變器的研究重點(diǎn)。
1 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?/p>
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?,如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構(gòu)成,具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔、兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。
圖1(a)及圖1(b)所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場(chǎng)合,圖1(c)~圖1(f)所示橋式電路適用于高壓輸入變換場(chǎng)合;圖1(a),圖1(c)及圖1(e)所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場(chǎng)合,而圖1(b),圖1(d)及圖1(f)所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場(chǎng)合。
(a)推挽全波式
(b)推挽橋式
(c)半橋全波式
(d)半橋橋式
(e)全橋全波式
(f)全橋橋式
圖1 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?/p>
2 雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)分析
2.1 雙極性移相控制原理
以全橋全波式電路拓?fù)錇槔?,其雙極性移相控制原理,如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較,經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號(hào)ue,ue分別與極性相反的兩個(gè)載波信號(hào)uc1及uc2比較后,經(jīng)上升沿二分頻,再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通,得到開關(guān)S5及S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。開關(guān)S7及S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別與S5及S6的信號(hào)反相互補(bǔ),并且有換流重疊時(shí)間(圖2中未畫出)。將載波信號(hào)uc1二分頻后得到開關(guān)S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào),反相后得到開關(guān)S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
(a)電路拓?fù)?/p>
(b)雙極性移相控制原理
圖2 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)浼捌潆p極性移相控制原理
讓周波變換器的功率開關(guān)S5與S7(S6與S8)之間存在換流重疊導(dǎo)通時(shí)間、功率開關(guān)S5與S6(S7與S8)按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通,從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點(diǎn):
1)周波變換器換流重疊期間實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流,實(shí)現(xiàn)了功率器件的零電流開關(guān),解決了固有的電壓過沖現(xiàn)象;
2)實(shí)現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流;
3)濾波電感電流極性選擇信號(hào)的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象;
4)每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實(shí)現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。
功率開關(guān)S5、S6與S1、S4(S7、S8與S2、S3)之間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)均有相位差θ(0≤θ≤180°),在一個(gè)開關(guān)周期的共同導(dǎo)通時(shí)間DTs/2可表示為
DTs/2=Ts(180°-θ)/(2×180°)(1)
式中:Ts為開關(guān)周期。
由于移相角θ和共同導(dǎo)通時(shí)間DTs/2均按正弦規(guī)律變化,且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波,因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調(diào)節(jié)移相角θ可以實(shí)現(xiàn)輸入電壓或負(fù)載變化時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定。
2.2 穩(wěn)態(tài)分析
設(shè)變壓器原、副邊漏感相等,即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)逆變器有12種工作模式,如圖3所示。
(a)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形
(b)t=t1~t2
(c)t=t2~t3
(d)t=t3~t4~t5
(e)t=t5~t6
(f)t=t6~t7~t8
圖3 一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形
1)t=t1~t2:t1時(shí)刻,功率開關(guān)S1及S4實(shí)現(xiàn)了ZVS開通,輸出濾波電感電流iLf經(jīng)功率開關(guān)S7及S8續(xù)流,交流側(cè)能量經(jīng)D1及D4回饋到直流電源,如圖3(b)所示。
2)t=t2~t3:t2時(shí)刻S5實(shí)現(xiàn)了ZCS開通,在此換流重疊期間,iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通,i2快速增長(zhǎng),i3快速下降;i1快速由負(fù)轉(zhuǎn)換為正,如圖3(c)所示。設(shè)變壓器原邊繞組感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為e,則有
e=Ui-Llk1=uACN1/N2=-uBCN1/N2(2)
uAC-Llk2=uDC=Lf+uo(3)
uBC-Llk3=uDC=Lf+uo(4)
i2+i3=iLf(5)
i1=(i2-i3)N2/N1+iM(6)
設(shè)磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠(yuǎn)大于漏感,磁化電流iM忽略不計(jì),在換流重疊期間內(nèi)iLf變化率很小,則可得
-uAC+2Llk-Llk+uBC=-2e+2Llk=0(7)
e=Ui-2Llk+Llk-Llk=Ui-2Llk(8)
e==Llk=-Llk(9)
由式(9)可知,i2及i3的變化率為N1Ui/(3N2Llk),i1的變化率為2Ui/(3Llk),D、C兩點(diǎn)電位相等。當(dāng)i2上升到iLf值時(shí),i3下降到零。由于開關(guān)S8的阻斷,i3下降到零后不能負(fù)向增長(zhǎng),式(9)不再成立,開關(guān)S7與S5之間實(shí)現(xiàn)了ZCS軟換流。由式(9)可知,換流重疊時(shí)間tco為
tco(>=)t3-t2=3ILfm(10)
式中:ILfm為額定負(fù)載時(shí)濾波電感電流的峰值。
3)t=t3~t4:t3時(shí)刻,開關(guān)S5及S7之間軟換流結(jié)束。iLf經(jīng)S5及S6流通,i1經(jīng)S1及S4流通,能量從直流側(cè)傳遞到交流側(cè),如圖3(d)所示。
4)t=t4~t5:t4時(shí)刻,開關(guān)S7零電流關(guān)斷,如圖3(d)所示。
5)t=t5~t6:t5時(shí)刻,開關(guān)S1及S4 ZVS關(guān)斷,C1及C4充電,C2及C3放電。開關(guān)S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降,如圖3(e)所示。
6)t=t6~t7:t6時(shí)刻uDS2及uDS3下降到零,然后,i1經(jīng)D2及D3續(xù)流,變壓器原邊漏感能量和交流側(cè)能量均回饋到直流電源,如圖3(f)所示。t7時(shí)刻,S2及S3零電壓開通。
t7時(shí)刻以后的半個(gè)開關(guān)周期工作過程與前半及其開關(guān)狀態(tài)等值電路個(gè)開關(guān)周期相似。
3 仿真與原理試驗(yàn)
設(shè)計(jì)實(shí)例:全橋全波式電路拓?fù)?/strong>,雙極性移相控制策略,額定容量S=1kVA,輸入電壓(直流)Ui=270(1±10%)V,輸出電壓(交流)Uo=115V,輸出電壓頻率fo=400Hz,負(fù)載功率因數(shù)-0.75~0.75,開關(guān)頻率fs=50kHz,匝比N1/N2=22/22,濾波電感Lf=1mH,濾波電容Cf=4.7μF/250V。3.1仿真結(jié)果與討論
不同輸入電壓、不同負(fù)載時(shí)的穩(wěn)態(tài)仿真波形,如圖4所示。圖4(e)中,uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關(guān)S1、S2、S5、S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波;功率開關(guān)S1~S4實(shí)現(xiàn)了ZVS,功率開關(guān)S5~S8實(shí)現(xiàn)了ZCS;逆變器具有良好的負(fù)載適應(yīng)能力和穩(wěn)壓性能。仿真結(jié)果與理論分析一致。
(a)額定輸入電壓、額定電阻性負(fù)載
(b)額定輸入電壓、空載
(c)90%額定輸入電壓、額定感性負(fù)載
(d)110%額定輸入電壓、額定容性負(fù)載
(e)ZVZCS開關(guān)波形
圖4 1kVA雙極性移相控制逆變器仿真波形
3.2 試驗(yàn)結(jié)果與討論
1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器由功率電路、控制電路、機(jī)內(nèi)輔助電源3大部分構(gòu)成??刂齐娐分饕苫鶞?zhǔn)正弦波電路、誤差放大電路、電感電流極性判斷電路、控制信號(hào)產(chǎn)生電路(2片UC3879移相控制芯片)和驅(qū)動(dòng)電路等組成。開關(guān)S1~S4選用IRFP460 MOSFET(20A/500V),開關(guān)S5~S8選用HGTG10N120BND IGBT(35A/1200V),驅(qū)動(dòng)電路選用A3120芯片。
原理試驗(yàn)波形如圖5所示。在輸出濾波電感電流過零點(diǎn)附近,輸出電壓波形存在畸變,這是由周波變換器引入了電流極性選擇信號(hào)所導(dǎo)致。試驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了這類逆變器的可行性。
縱軸:uO 100V/div,iLf 13.5A/div;
橫軸:t 400μs/div
圖5 原理試驗(yàn)波形
4 結(jié)語
1)高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器拓?fù)渥澹ㄍ仆烊ㄊ降?種電路。
2)借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇,雙極性移相控制策略實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流,解決了固有的電壓過沖和環(huán)流現(xiàn)象,實(shí)現(xiàn)了逆變橋ZVS開關(guān)和周波變換器ZCS開關(guān)。
3)仿真與原理試驗(yàn)結(jié)果均證實(shí)了這種移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。