反激變換器副邊同步整流控制器STSR3的應(yīng)用詳解

摘要：為大幅度提高小功率反激開關(guān)電源的整機(jī)效率，可選用副邊同步整流技術(shù)取代原肖特基二極管整流器。它是提高低壓直流輸出開關(guān)穩(wěn)壓電源性能的最有效方法之一。

關(guān)鍵詞：反激變換器;副邊同步整流控制器STSR3;高效率變換器

1 概述

本文給出ST公司2003年新推出的開關(guān)電源IC產(chǎn)品STSR3應(yīng)用電路分析。它是反激變換器副邊同步整流控制器，具有數(shù)字控制的智能IC驅(qū)動器。采用STSR3作同步整流控制芯片的反激變換器基本電路簡化結(jié)構(gòu)見圖1。STSR3的內(nèi)部功能方框見圖2，其引腳排列見圖3。

圖1 STSR3典型應(yīng)用電路簡化示意圖

圖2 STSR3內(nèi)部功能方框圖

圖3 STSR3各引腳排列圖

STSR3智能驅(qū)動器IC可提供大電流輸出，以正常地驅(qū)動副邊的功率MOSFET，使之作為大電流輸出的高效率反激變換器中的同步整流器。根據(jù)取自隔離變壓器副邊的一個同步時鐘輸入，IC產(chǎn)生一個驅(qū)動信號，它具有與原邊PWM信號相關(guān)的死區(qū)時間設(shè)置。

在原邊開關(guān)導(dǎo)通時，IC的工作可防止副邊發(fā)生錯誤狀態(tài)，它提供預(yù)期的輸出截止?fàn)顟B(tài)。這個智能的功能實現(xiàn)了快速的逐周邏輯控制機(jī)制，它是建立在高頻振蕩器由時鐘脈沖信號來同步。該項預(yù)置可由IC外部元件來調(diào)節(jié)。

經(jīng)傳感檢測同步整流器的源極—漏極電壓脈沖。這個特殊的禁止功能可以關(guān)閉驅(qū)動輸出，因此當(dāng)有必要時即刻關(guān)掉它。該特性使電源能工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式下，及避免與變換器并聯(lián)工作的同步整流器反向?qū)ā?/p>

STSR3允許開關(guān)電源工作在非連續(xù)模式PWM，連續(xù)模式PWM，以及在準(zhǔn)諧振狀態(tài)的反激變換器，均能實現(xiàn)同步整流任務(wù)。

STSR3的封裝如圖3所示的SO-8片狀部件，各引腳的符號與功能概述如下：

腳1 N/C，它并不接內(nèi)電路;

腳2 VCC，供電輸入4～5.5V;

腳3 SETANT，設(shè)置預(yù)期的關(guān)斷輸出;

腳4 CK，為IC工作的同步信號;

腳5 INHIBT，接非連續(xù)模式檢測器;

腳6 SGLGND，所有控制邏輯信號的基準(zhǔn)地線;

腳7 OUTGATE，輸出去MOSFET柵極驅(qū)動;

腳8 PWRGND，功率信號的基準(zhǔn)地電平。

2 STSR3的應(yīng)用電路分析

STSR3同步整流器控制器具體應(yīng)用于一種90W筆記本電腦穩(wěn)壓電源的實際電路見圖4，其直流輸出為+19V，4.74A。開關(guān)電源是反激式變換器，原邊主芯片采用復(fù)合PFC/PWM新品CM6805。圖4中給出了詳細(xì)的阻容數(shù)值。下面分別介紹STSR3在電路設(shè)計上的一些特點。

圖4 采用STSR3作副邊同步整流控制器的實際應(yīng)用電路圖之一
 

2.1 IC供電Vcc和欠壓閉鎖輸出

STSR3的Vcc供電范圍是4～5.5V，其內(nèi)部有一個齊納二極管限制最大的供電電壓為5?8V。需要外接一只100nF瓷介電容器連在腳2(Vcc)與腳6(SGLGND)之間，以確保穩(wěn)定供電。該高頻電容器應(yīng)盡量緊靠芯片。而用另一只100nF瓷介電容器接在腳2(Vcc)與腳8(PWMGND)之間。欠壓閉鎖輸出特性保證了正常的起動，避免了萬一在Vcc過低時不希望的驅(qū)動工作狀態(tài)。Vcc電壓也供給輸出端驅(qū)動器，因此最大的驅(qū)動電壓設(shè)在5.5V，所以推薦用邏輯柵極門限電平的MOSFET。

2.2 同步工作狀態(tài)

STSR3具有一種革新的特性，即內(nèi)在設(shè)計使STSR3能工作在副邊沒有任何來自原邊的同步信號條件下。STSR3的同步是直接從副邊獲得的，它利用同步開關(guān)管MOSFET兩端上施加的電壓脈沖，作為開關(guān)轉(zhuǎn)換的傳遞信息。圖2中同步信號從腳4(CK)輸入，芯片內(nèi)部的門限電平設(shè)置在2.6V。在CK的輸入端接一個峰值檢波器，該單元電路能夠辨別原邊MOSFET開關(guān)轉(zhuǎn)換感應(yīng)信號以及之后出現(xiàn)的正弦波形。它由非連續(xù)模式工作或者諧振復(fù)位形態(tài)引起，如圖5之中的死區(qū)時間內(nèi)波形所示。

(a) 峰值檢波器輸入

(b) 峰值檢波器輸出

圖5 非連續(xù)模式DCM工作波形

2.3 連續(xù)導(dǎo)通模式

當(dāng)反激變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)時，在同步MOSFET開關(guān)管源極與漏極之間的電壓脈沖已變?yōu)榫匦尾睿鐖D6所示。該電壓可以用兩種不同的方式加到芯片腳CK上：一是用圖7中的電阻分壓器方法;二是用圖8中的一只二極管和拉住電阻器方法。在大多數(shù)情況下，當(dāng)同步MOSFETA管關(guān)斷截止時，在電壓脈沖波形上會出現(xiàn)一個尖峰信號。在芯片腳CK輸入端，必須先消除這一尖峰電壓，以避免導(dǎo)致虛假同步觸發(fā)。在采用電阻分壓器R1及R2時，可再增加一只C1高頻小電容器來消除尖峰電壓突起，如圖7所示。

圖6 連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)波形

圖7 用電阻分壓器的同步電路

圖8 用二極管D1和R1給腳4(CK)脈沖輸入

反激變換器用于電信的一個典型例子，就是直流輸入電壓具有1：2的可變性范圍，典型值為36～72V。因此，副邊繞組電壓也有1：2的可變范圍。那么在36V輸入時，由分壓電阻器可計算出在腳CK的電壓約為2?8V;而當(dāng)直流輸入為72V時，則腳CK電壓達(dá)到5?6V。即使該值高于腳CK的最大電壓也是可以接受的，因為它限制了流入該腳的電流為10mA。

電容器C1的數(shù)值取決于同步MOSFET管關(guān)斷尖峰的幅度，并隨R1的數(shù)值而變化。為了減小因R1和C1兩者引起的延遲，應(yīng)選用最小的電容值。

在用電源適配器的反激變換器時，其電網(wǎng)輸入工作電壓為AC85～270V，它的可變范圍是1：3。在電網(wǎng)輸入電壓最低時，必須保證腳CK的電壓為2.8V;因此當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓為最高值時，電壓將達(dá)到8.9V，或者更高些。該電壓值超過了器件允許的最大值。如果通過R1限制流入腳CK的電流值，使之低于腳CK允許的最大電流值，那么芯片仍然可以正常地工作。否則，必須加接二極管D1，以保護(hù)芯片不受損。

圖8給出了用二極管D1和R1拉住電阻器的同步電路圖，用這種電路不存在關(guān)斷尖峰和腳CK最高電壓的問題。由于同步整流器的漏極電壓出現(xiàn)振鈴，故該電路不能在非連續(xù)狀態(tài)下正常工作。
 

通過增設(shè)一只NPN晶體管接在腳CK與腳SGLGND之間，如圖9所示，用一只二極管和拉住電阻器去同步STSR3的關(guān)斷電路，用Q1和R2接法來等效于電阻分壓器電路，可以容易地關(guān)斷STSR3。當(dāng)圖9中信號“OFF”為高電平時，該三極管導(dǎo)通，迫使腳CK降到地電平。在這種條件下，OUTGATE腳將變?yōu)榈碗娖綘顟B(tài)，從而關(guān)斷同步MOSFET開關(guān)管。

圖9 芯片增設(shè)的外部關(guān)閉電路

2.4 非連續(xù)導(dǎo)通模式

正如前面圖5所示，在非連續(xù)模式工作狀態(tài)下，當(dāng)檢測原邊開關(guān)轉(zhuǎn)換信號時，可能會存在一些問題。芯片內(nèi)部的峰值檢波器，只能確定腳CK達(dá)到的峰值，而忽略其他所有較低值的信號。查看圖5可知，應(yīng)確保開關(guān)轉(zhuǎn)換波形與正弦波之間最小的電壓差為V1=400mV時，也能讓峰值檢波器正常地工作。正像前面的敘述中提到的，如果輸入電壓可變范圍大于1：2，那么就必須增加二極管D1，來箝位腳CK上的電壓。在這種條件下，無論是開關(guān)轉(zhuǎn)換波形，還是正弦波形都被箝位，使峰值檢波器不能正確工作，則易產(chǎn)生如圖10所示STSR3錯誤觸發(fā)時的驅(qū)動脈沖波形。這時若采用一個如圖11中所示的外部峰值檢波器電路，就能解決問題，使芯片在連續(xù)或非連續(xù)模式下均能正確工作。

(a) 峰值檢波器輸入

(b) 峰值檢波器輸出

圖10 錯誤箝位的異常驅(qū)動輸出

圖11 外部加設(shè)的峰值檢波器電路

2.5 外部峰值檢測器

當(dāng)輸入電壓可變范圍高于1：2時，可用圖11外峰值鐘檢測器，取代前面圖7中電路，以保證STSR3在非連續(xù)或連續(xù)導(dǎo)通模式下均正確工作，它向腳CK供純凈的矩形波。

R20是一只拉住電阻器，當(dāng)同步整流MOSFET導(dǎo)通或者它的體二極管導(dǎo)通時，圖11中V1電壓值是低電平。當(dāng)MOSFET截止時(對應(yīng)于原邊的開關(guān)時間)，電壓V1在5V值。圖11中的R22和C10構(gòu)成一個低通濾波器，甚至當(dāng)振鈴脈沖幾乎為零值時(見圖12中波形)，它也能具備正確的同步信號。但是，R22和C10又會引起不希望的延遲時間，所以，再增加R21和C9組合電路，就能在快速開關(guān)轉(zhuǎn)換時減小該延遲。ST公司的邏輯器件74V1T70可消除噪聲，防止它誤觸發(fā)STSR3內(nèi)部的峰值檢波器。在后面的敘述中會給出該電路的建議值。

圖12 當(dāng)振鈴電壓接近零值時可能會引起IC錯誤觸發(fā)

2.6 禁止工作電路

在二極管整流與同步整流之間存在著一種差異，即MOSFET導(dǎo)通時電流可能雙向流動，而二極管導(dǎo)通時電流只呈單方向。在非連續(xù)模式用二極管整流時，當(dāng)電感器的電流降到零值，它也不能反向流動，若用MOSFET做整流器，當(dāng)電感電流降到零，它將繼續(xù)減小變?yōu)樨?fù)值，并從同步MOSFET漏極流向源極。在這種條件下，變換器好像就工作在連續(xù)模式。

若需工作在非連續(xù)模式，則當(dāng)電感電流為零時，同步MOSFET應(yīng)截止，故體二極管作共用整流器，避免電感電流反向。當(dāng)該電流接近0時，腳INHIBIT能關(guān)斷同步MOS，使變換器工作在非連續(xù)模式。

芯片在腳INHIBIT的內(nèi)部接了一個門限電平為-25mV的比較器。該腳外部通過一只電阻器接到同步MOSFET的漏極。在開始截止時間(此時CK處于低電平)，OUTGATE處于高電平。INHIBIT電壓的監(jiān)控時間為250ns：如果腳INHIBIT上的電壓高于-25mV，那么OUTGATE變?yōu)榈碗娖?如果腳INHIBIT電壓低于-25mV，那么OUTGATE保持高電平，直到其電壓達(dá)到-25mV為止。這是由于當(dāng)同步MOSFET導(dǎo)通時，其漏極上電壓為VDS=-RDS(ON)×ID。如果VDS高于-25mV，這就意味電流在減小，并且接近非連續(xù)模式，所以O(shè)UTGATE關(guān)斷，讓MOSFET的體二極管工作，見圖13。當(dāng)變換器在連續(xù)模式時，腳INHIBIT電壓總是低于-25mV，則OUTGATE保持高電平。

(a) 同步整流MOSFET源極—漏極電壓

(b) 電感電流

(c) 禁止INHIBIT工作電壓

(d) 同步整流MOSFET柵極電壓

圖13 禁止電路工作波形

在原邊MOSFET轉(zhuǎn)換到關(guān)斷期間，腳INHIBIT電壓應(yīng)在250ns之內(nèi)從高降到-25mV。選擇R26阻值應(yīng)適合該特性。當(dāng)變換器與其他電源并聯(lián)工作時，腳INHIBIT檢測同步MOSFET兩端電壓，也避免變換器從輸出端吸入電流。

雖然腳INHIBIT允許工作在非連續(xù)模式，但是在原邊開關(guān)管關(guān)斷期間，-25mV門限電平對同步整流MOSFET漏極出現(xiàn)的振鈴，可能是敏感的，會引起不完全的OUTGATE導(dǎo)通。利用時鐘信號提供負(fù)極性電壓加到腳INHIBIT起消隱時間作用，就能避免這一不恰當(dāng)?shù)那闆r。采用圖14中所示的一些元器件，可容易地產(chǎn)生該負(fù)極性電壓。消隱時間值由C11和R25確定。它對覆蓋振鈴時間結(jié)束是必要的，圖15中的振鈴信號由原邊開關(guān)截止時引起。(待續(xù))

圖14 給INHIBIT提供負(fù)極性電壓的電路

圖15 關(guān)斷原邊開關(guān)管時的振鈴波形