一種15W三路輸出DC/DC模塊電源的設(shè)計(jì)

摘要：通過一種UC3843控制小功率多路輸出DC/DC模塊電源的詳細(xì)設(shè)計(jì)過程的介紹，重點(diǎn)討論了多路輸出模塊電源設(shè)計(jì)中與單路輸出不同的地方，詳細(xì)介紹了DC/DC模塊電源中常用的新型芯片UC3843的外圍電路參數(shù)的設(shè)計(jì)，給出了多路輸出模塊電源中變壓器和耦合電感的工程設(shè)計(jì)的詳細(xì)過程及滿足各項(xiàng)性能指標(biāo)應(yīng)注意的各種問題。

關(guān)鍵詞：DC/DC變換器；多路輸出；耦合電感

引言

DC/DC模塊電源已廣泛用于微波通訊、航空電子、地面雷達(dá)、消防設(shè)備、醫(yī)療器械等諸多領(lǐng)域。其中有許多應(yīng)用場合需要多路輸出。如在單片機(jī)智能控制器中，單片機(jī)供電需要5V，而運(yùn)放集成電路通常需要12V。在設(shè)計(jì)多路輸出電源時(shí)，有許多地方不同于單路輸出，需要考慮的問題較多，難度較大。比如，既要考慮變壓器管腳限制、多副邊變壓器設(shè)計(jì)、各路的穩(wěn)壓電路實(shí)現(xiàn)，又要考慮每路輕載及滿載時(shí)的負(fù)載調(diào)整率，負(fù)載的交叉調(diào)節(jié)特性。本文通過一個(gè)給單片機(jī)智能控制器供電的15W三路模塊電源的設(shè)計(jì)實(shí)例，詳細(xì)說明了多路輸出電源的設(shè)計(jì)特點(diǎn)。

圖1

1 電源的設(shè)計(jì)指標(biāo)

12V輸入，5V/±12V三路輸出模塊電源的設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1所列。

表1 設(shè)計(jì)指標(biāo)

項(xiàng) 目

代 號

最小值/Min

標(biāo)稱值/Nom

最大值/Max

單 位

負(fù)載電流（電阻）

Io1(Ro1)

2(2.55)

A/Ω

Io2(Ro2)

0.25(48)

A/Ω

Io3(Ro3)

0.25(48)

A/Ω

輸入電壓范圍

Uin

36

48

72

V

輸出電壓

Uo1

5.025

5.075

V

Uo2

12.00

12.50

V

Uo3

－12.00

－12.50

V

負(fù)載效應(yīng)

Ulr1

±0.5

％

Ulr2

±1.5

％

Ulr3

±1.5

％

負(fù)載動態(tài)特性

dUm

±150

mV

dt

200

μs

效率

Eff

80

％

2 電源的設(shè)計(jì)原理

圖1是針對單片機(jī)主板供電電源所設(shè)計(jì)的多路輸出開關(guān)電源原理圖。

圖1中電感L201，L202，L203是耦合電感，L204是偏置繞組，由于受變壓器管腳限制，取自耦合電感。

電路采用單端正激變換電路，當(dāng)變換器接通電源時(shí)，輸入直流電壓經(jīng)電阻R601和12V穩(wěn)壓管D601及三極管V601和V602組成的穩(wěn)壓降壓電路后，啟動UC3843。進(jìn)入正常工作后，偏置繞組L204的供電電路開始工作，偏置繞組的輸出經(jīng)二極管D4整流、C601濾波后輸出12V電壓，高于自供電電壓，使二極管D602?偏，啟動電路停止工作。偏置繞組為UC3843(IC301)提供工作電壓（12V），變換器進(jìn)入正常工作，在PWM脈寬調(diào)制方式下，各路次級繞組的輸出經(jīng)過各路的二極管整流、LC型濾波器濾波后，產(chǎn)生各路的直流輸出電壓。＋5V輸出的電壓由電阻器R402和R406分壓后，與可編程穩(wěn)壓源TL431（IC401）中的2.5V參考電壓比較，然后通過光耦合器(IC101)反饋到UC3843的腳2，控制脈沖的占空比，穩(wěn)定5V輸出。耦合電感L202及L203實(shí)現(xiàn)±12V兩路穩(wěn)壓。過流保護(hù)電阻R101和R102檢測到開關(guān)管的過流信號，送入U(xiǎn)C3843的腳3，封鎖UC3843的輸出信號，實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。

圖2

3 設(shè)計(jì)方案選擇

DC/DC模塊電源以中小功率為主,功率大都在150W之下,采用的電路拓?fù)湟苑醇ず驼ぷ儞Q器為主，有時(shí)也采用推挽變換器,電源要求體積小，設(shè)計(jì)時(shí)全部采用貼片元件。

3.1 主控芯片選擇

主控芯片采用新型脈寬調(diào)制集成電路UC3843，是一種電流型控制的專用芯片，圖2是UC3843原理框圖。它具有欠壓鎖定電路，低靜態(tài)電流（1mA），大電流輸出，內(nèi)置能隙參考電壓，500kHz工作頻率，低R0放大器，電壓調(diào)整率可達(dá)0.01V，非常接近線性穩(wěn)壓電源的調(diào)整率，低起動電流僅1mA，啟動電路非常簡單等特點(diǎn)。

3.2 穩(wěn)壓方式選擇

對單路輸出，只在輸出端加穩(wěn)壓反饋電路即可，而對多路輸出，必須視要求而定：如果各路輸出電壓精度都要求高，則每路都應(yīng)設(shè)計(jì)獨(dú)立的閉環(huán)穩(wěn)壓回路，這樣設(shè)計(jì)難度較大；如果只有一路是重要的負(fù)載，其他路負(fù)載較輕，并對輸出電壓精度要求不是很嚴(yán)格，則只須給重要負(fù)載所在電路加反饋控制回路，其余兩路開環(huán)，依靠耦合電感實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓。

3.3 多路輸出濾波電感繞制方式選擇

本例的三路輸出中，5V（Uo1）是比較重要的負(fù)載，輸出電流最大（2A），12V是運(yùn)算放大器供電電源，允許電壓在1～2V范圍變化,電流較?。?.25A），所以，只在5V主路加反饋控制回路，±12V輔路的穩(wěn)壓性能是靠耦合電感來實(shí)現(xiàn)。針對本例多路輸出的具體情況，輸出濾波電感不宜采用獨(dú)立電感，而應(yīng)采用耦合電感，即將三路的輸出濾波電感繞在一個(gè)磁芯上，只有5V主電路受控，輸出特性較好，而±12V兩路較差影響不大。

4 電源設(shè)計(jì)過程

4．1 UC3843外圍電路設(shè)計(jì)

4.1.1 開關(guān)頻率選擇

二次電源產(chǎn)品工作頻率一般選擇在100kHz～400kHz之間，本例設(shè)置開關(guān)頻率為250kHz，UC3843工作頻率可達(dá)500kHz，腳4是Rt/Ct鋸齒波振蕩器的定時(shí)電阻和電容的公共端，對于UC3843而言，

式中：R是圖1中的R304，其值為6.8kΩ；

C為圖1中的C302，其值為1nF。

4.1.2 過流保護(hù)電路設(shè)計(jì)

圖1中R101及R102為過流檢測電阻，根據(jù)式ISMAX≈1.0V/RS設(shè)計(jì)R101及R102，這個(gè)電阻要設(shè)得很小，以降低電阻上的損耗,圖1中設(shè)計(jì)為兩個(gè)10Ω電阻并聯(lián)。檢測電壓送入U(xiǎn)C3843的腳3。

腳3電壓高于1V過流保護(hù)電路就動作，使腳6停止輸出矩形波，電路停止工作。腳3還要接一個(gè)RC濾波器以抑制開關(guān)管的尖峰電流，圖1中這個(gè)濾波器由R103及C306組成。

4.1.3 反饋誤差放大器設(shè)計(jì)

R302，R303及C305構(gòu)成積分型調(diào)節(jié)器，電阻R302和R303的比例關(guān)系影響系統(tǒng)的動態(tài)特性。R302和R303的比值可以改變UC3843電壓誤差放大器的放大倍數(shù)，對于一定的反饋電壓量，可使PWM調(diào)節(jié)器的輸出脈寬不同，從而影響輸出電壓調(diào)節(jié)幅度，即影響指標(biāo)中輸出的動態(tài)響應(yīng)調(diào)節(jié)幅度。積分器的電容C305的大小影響系統(tǒng)的調(diào)節(jié)速度，即影響指標(biāo)中輸出的動態(tài)響應(yīng)時(shí)間。

4.2 功率器件的選取

變換器的開關(guān)器件采用功率MOSFET，依據(jù)單管變換器計(jì)算電壓的經(jīng)驗(yàn)公式，取

式中：Udmax為漏源極的最大電壓；

D為占空比。

所以，功率MOSFET的反向電壓應(yīng)選用大于144V的，電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。圖1中V101選用耐壓200V、電流9A的IRF630。

4．3 高頻變壓器的設(shè)計(jì)

4.3.1 磁芯的選用

多路輸出變壓器一般要求有較大的窗口面積，DC/DC模塊電源可選用FEY型、FEE型、EUI型等磁芯，對于正激變換器，理論上變壓器初級須有復(fù)位繞組Nr，這里考慮到變壓器腳位的問題，選取高飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度的磁材,去掉復(fù)位繞組,這樣使每次磁芯都在磁化曲線的下部工作,避免磁芯飽和。

先確定最大磁感應(yīng)強(qiáng)度Bm，以計(jì)算并初選磁芯型號。

1）考慮高溫時(shí)飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度Bs會下降，同時(shí)為降低高頻工作時(shí)磁芯損耗，最大工作磁感應(yīng)強(qiáng)度一般選為0.2～0.25T。這里選取高飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度的磁材RM2.2KD，其Bs為0.44T。

2）磁芯型號的選取有兩種方法，一是依據(jù)式（3）

式中：Ae為磁芯截面積；

Aw為磁芯窗口面積；

fs為開關(guān)頻率；

ΔB為磁性材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；

dc為變壓器繞組導(dǎo)體的電流密度；

kc為繞組在磁性窗口中的填充系數(shù)。

二是根據(jù)廠家的磁芯材料手冊給出的輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系。這里采用第二種方法選用FEY15.3磁芯，其有效截面積為18.7mm2。

4.3.2 計(jì)算匝比

Uo=Uo1＋UD=5.0＋0.5=5.5V （4）

式中：Uo1為5V主路輸出電壓；

UD為整流管MBR1545正向壓降，取0.5V。

式中：n12為主路原副邊匝比；

Ui=UminDmax=36×0.48=17.28V（其中Umin為電源最低輸入電壓，Dmax取0.48）；

Uo為N2輸出電壓。

實(shí)際選取n12=4：1。

4.3.3 計(jì)算并調(diào)整主路副邊匝數(shù)

ΔBm為磁通增量，ΔBm=0.44－0.065=0.375T；

Ae為磁芯截面積，對FEY15.3磁芯，Ae=0.187cm2。

實(shí)際取N2=4匝。

4.3.4 計(jì)算原邊匝數(shù)

N1=N2×n12=4×4=16匝 （7）

4.3.5 計(jì)算其余兩個(gè)輔路副邊匝數(shù)

式中：Uo2為＋12V輔路輸出電壓；

UD′為整流管SK3B正向壓降，也取0.5V。

實(shí)際取N3=N4=10匝。

繞制時(shí)由于原邊、主路副邊電流較大，為減小漏感，分別采用雙線并繞法及三線并繞法。

4．4 輸出整流管設(shè)計(jì)

為降低功耗，提高電源效率，選用肖特基整流二極管。輸出整流管的標(biāo)稱電流（IF）值應(yīng)為輸出直流電流額定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐壓UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX為輸出最大紋波電壓幅值)。依據(jù)此原則，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐壓45V,正向電流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐壓100V，正向電流3A。這里反向耐壓選擇高，有利于降低整流管上的損耗。

4．5 輸出耦合電感設(shè)計(jì)

在采用一路受控，其余兩路依靠耦合電感穩(wěn)壓這種控制方式下，為了把輔路輸出電壓調(diào)節(jié)保持在電壓1V的穩(wěn)定范圍內(nèi)，多路輸出時(shí)，主輸出的電感及每路電感要求工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)。設(shè)計(jì)時(shí)先進(jìn)行高壓支路到低壓支路的折算，根據(jù)總輸出電流按單線圈選取磁芯、總導(dǎo)線截面積以及導(dǎo)線尺寸、匝數(shù)。即首先通過電路設(shè)計(jì)確定輸出濾波電感值。為使電感電流連續(xù)以維持濾波效果，輸出濾波電感必須設(shè)計(jì)在連續(xù)狀態(tài)，流過電感器的電流應(yīng)大于負(fù)載電流的最小值IOMIN，電感值大于IOMIN時(shí)對應(yīng)的電感值

式中：n為變壓器匝比；

Uimax為最大輸入電源電壓；

ΔI為允許的電感電流最大紋波電流值。

確定濾波電感值后，根據(jù)電感最大貯能值0.5×L×I2，依據(jù)式（10）選擇磁性型號，

式中：IMAX為電感電流最大有效值；

ISP為電感電流最大峰值；

BMAX為磁路磁通密度最大值。

然后依據(jù)式（11）確定電感匝數(shù)，

最后再分配到各支路，根據(jù)各路實(shí)際電流和次級匝比得到各線圈匝數(shù)和尺寸。

電流連續(xù)模式電感磁芯可選擇比變壓器磁芯差一些的磁芯材料，但在實(shí)際應(yīng)用中，如果兩種材料價(jià)格相差不大，往往采用與變壓器相同的材料。圖1中電感磁芯仍為FEY15.3。

選擇電感的匝數(shù)首先要滿足電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比,因?yàn)椋绻詈想姼蠰201及L202的匝數(shù)比不能保證與變壓器的匝比相等，則在Uo1和Uo2之間會存在附加的電流流動，從而在其輸出產(chǎn)生很大的紋波。其次，各路在每路相應(yīng)的變壓器匝數(shù)上乘以2或3得出各路的電感匝數(shù)。圖1選變壓器匝數(shù)的3倍，正好可以雙線并繞填滿窗口寬度。最后得出Uo1路輸出電感匝數(shù)是NL201=3N2=3×4=12匝。

Uo2路輸出電感匝數(shù)是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路輸出電感匝數(shù)是NL203=NL02=30匝。

偏置繞組NL204為UC3843提供12V工作電壓，其輸出電壓=Uo2，故匝數(shù)NL04=NL202=30匝。

為了滿足負(fù)載調(diào)整率，互感必須很好耦合。所以在繞制各個(gè)繞組時(shí)，應(yīng)覆蓋整個(gè)骨架的寬度，而且應(yīng)當(dāng)使用相同線徑的幾條導(dǎo)線并排纏繞，以確保在整個(gè)骨架的寬度上，達(dá)到最好耦合。

5 其他注意事項(xiàng)

1）調(diào)試多路輸出電源時(shí)要先斷開輔路，調(diào)整好主路，保證主路工作正常后再加上輔路調(diào)整，可降低調(diào)試難度。

圖5和圖6

2）為了滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，除要注意滿載時(shí)的負(fù)載調(diào)整率，還要顧及輕載時(shí)的負(fù)載調(diào)整率；為了防止空載時(shí)輸出電壓太高損壞輸出整流管，必須給每路輸出均加上假負(fù)載，圖1中R5，R6，R7均為相應(yīng)路的假負(fù)載，假負(fù)載值不宜太大，大小可用實(shí)驗(yàn)確定。另外主路和輔路之間的假負(fù)載要配合調(diào)整，以滿足輔路的電壓范圍在指標(biāo)內(nèi)。

3）主路空載輸出電壓可由TL431的分壓電阻確定，當(dāng)主路空載輸出電壓低時(shí)可減小R406，保證TL431的2.5V基準(zhǔn)。表2為R406阻值改變時(shí)，測得各路空載輸出電壓的一組數(shù)據(jù)。當(dāng)主路空載輸出電壓和假負(fù)載確定好后，如果出現(xiàn)輔路空載輸出電壓超出指標(biāo)范圍時(shí)，可適當(dāng)改變整流管參數(shù)，如當(dāng)輔路12V輸出為12.7V超出指標(biāo)12.5V時(shí),可換用正向壓降為0.7V的整流管代替正向壓降為0.5V的整流管。輸出假負(fù)載也可調(diào)整空載輸出電壓。

表2 R406阻值改變時(shí)各路輸出電壓的變化

R406阻值/kΩ

輸出電壓/V

Uo1

Uo2

Uo3

2.491

5.04

＋12.03

－12.05

2.491／／120

5.09

＋12.15

－12.17

4）在布局布線時(shí)，各個(gè)元器件依照原理圖次序依次擺放，開關(guān)管漏極與變壓器原邊的連線要盡量短，UC3843所有的外圍元器件要盡可能地靠近該集成電路，尤其是去耦電容和旁路電容必須布在相應(yīng)的管腳附近，必須在變壓器、開關(guān)管等發(fā)熱元器件附近通過多個(gè)過孔把底層與散熱焊盤相連以提高散熱效果。

6 實(shí)測數(shù)據(jù)及波形

圖3是UC3843腳4輸出的鋸齒波，可用于判斷UC3843是否正常工作。

圖4是空載時(shí)UC3843腳6輸出矩形波。

圖5是主路加25Ω負(fù)載，輔路空載時(shí)開關(guān)管的漏—源極波形，可以看出此時(shí)D約0.35，脈寬已經(jīng)開始調(diào)整。

表3 負(fù)載變動時(shí)輸出電壓的波動

各路負(fù)載情況

輸出電壓/V

Uo1

Uo2

Uo3

＋5V滿載，±12V空載

5.02

＋13.39

－13.56

＋5V、－12V滿載，－12V空載

5.03

＋12.53

－13.20

＋5V、－12V空載，＋12V滿載

5.04

＋11.45

－11.96

＋5V空載，±12V滿載5.04＋11.205－11.26圖6是主輔路全滿載時(shí)開關(guān)管的漏—源波形，可以看出此時(shí)D約0.5，脈寬已調(diào)至最大。

表3是此三路輸出電源在主、輔路負(fù)載變動時(shí)輔路的輸出電壓波動實(shí)測數(shù)據(jù)。

7 結(jié)語

多路輸出比單路輸出設(shè)計(jì)較為復(fù)雜，必須依據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)重點(diǎn)做好UC3843外圍元器件參數(shù)、多副邊高頻變壓器、耦合電感等的正確設(shè)計(jì)，配合反饋回路的調(diào)節(jié)，才能全面確保各項(xiàng)指標(biāo)。本文設(shè)計(jì)的電源已用于單片機(jī)數(shù)據(jù)采集控制電路中。