采樣率變換器的多相表示結(jié)構(gòu)FPGA實(shí)現(xiàn)

FPGA是實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)處理的一種高效手段。在實(shí)現(xiàn)高帶寬信號(hào)處理領(lǐng)域，F(xiàn)PGA技術(shù)可以通過一個(gè)芯片上的多級(jí)運(yùn)算單元來獲得比通用DSP芯片更高的運(yùn)算速度[2]。由于采樣率變換能用一種并行的方法實(shí)現(xiàn)，使用FPGA來實(shí)現(xiàn)就可以利用其硬件本身的并行性得到較高的效率。

　　1 有理數(shù)采樣率變換器的原理

　　從概念上講，采樣率變換器可以通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換，再對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行給定頻率的模/數(shù)轉(zhuǎn)換得到。在實(shí)際的系統(tǒng)中，通過在數(shù)字域利用抽取和內(nèi)插運(yùn)算實(shí)現(xiàn)是一種更為合理和有效的手段。

　　抽取是降低采樣率的方法。在時(shí)域上，D倍(D為抽取因子)抽取就是從原始序列中每隔D-1個(gè)樣點(diǎn)取出一個(gè)構(gòu)成新的數(shù)字序列。在頻域上，這一運(yùn)算可以看成是頻譜的壓縮, 即原來以Ω sat1為周期的頻譜變?yōu)橐?Omega; sat2為周期的頻譜。為避免可能引起的混迭失真，抽取前應(yīng)使原信號(hào)通過一個(gè)低通濾波器。其抽取的示意圖及實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。

　　內(nèi)插是提高采樣率的方法。實(shí)際的內(nèi)插系統(tǒng)由兩部分構(gòu)成：(1)零值插值器。設(shè)插值因子為I, I倍零值內(nèi)插就是在原始序列任意兩個(gè)樣本間加入I-1個(gè)零值樣本。在頻域上，頻譜進(jìn)行了擴(kuò)張,即原來以Ω sat1為周期的頻譜變?yōu)橐?Omega; sat2為周期的頻譜。從Ω c到Ω sat2-Ω c的頻帶被稱為鏡像頻譜。(2)低通濾波器。信號(hào)經(jīng)過此濾波器后，鏡像頻譜被濾去，從而得到采樣率提高的信號(hào)序列。內(nèi)插圖示及實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示。

　　利用抽取系統(tǒng)和內(nèi)插系統(tǒng)的級(jí)連，就可以得到有理數(shù)采樣率轉(zhuǎn)換器的基本方案。一般地，對(duì)于 I/D 倍數(shù)的有理數(shù)采樣變換，通過先內(nèi)插后抽取的方法，可以得到如圖3所示的實(shí)現(xiàn)框圖。圖3(a)中的第二部分和第三部分是兩個(gè)低通濾波器的級(jí)連，因而總的濾波效果等效為通帶邊緣較低的低通濾波器，合并后得到框圖3(b)。

　　然而，對(duì)于上述三個(gè)系統(tǒng)，利用原始框圖直接實(shí)現(xiàn)并不是一個(gè)很好的方案。如從圖3可以看出，該系統(tǒng)最主要的運(yùn)算量在濾波器的實(shí)現(xiàn)部分，圖3(b)中濾波器的采樣率為 F3=I，F(xiàn)1=DF2, 濾波運(yùn)算是在最高采樣率的部分實(shí)現(xiàn)的，這是不經(jīng)濟(jì)的。換一種說法，比如對(duì)后兩級(jí)的系統(tǒng)，經(jīng)濾波后的序列每D個(gè)樣本中僅有一個(gè)是實(shí)際需要的，而D-1樣本的運(yùn)算被丟棄了。

　　2 FIR濾波器的多相分解與多采樣率系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)變換

　　利用FIR濾波器的多相分解[1～2]及多采樣率系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的變換[1]，可以得到降低了運(yùn)算代價(jià)的采樣率變換器的多相結(jié)構(gòu)。

　　FIR濾波器的多相分解是指將數(shù)字濾波器H(z)可分解為若干個(gè)不同的組。設(shè)H(z)的轉(zhuǎn)移函數(shù)為：

　　式中,N為濾波器長度，設(shè)N為D的整數(shù)倍, 即N/D=Q, Q為整數(shù)，可將沖激響應(yīng)h(n)分成D個(gè)組，且有：

　　對(duì)于多采樣率網(wǎng)絡(luò)，存在下面幾個(gè)等效變換:

　　T1: 抽取與乘常數(shù)可以換位。

　　T2: 零值插值和乘常數(shù)可以換位。

　　T3:兩個(gè)信號(hào)先分別抽取然后相加，以及先相加然后抽取等效。

　　T4:抽樣率相同的兩個(gè)信號(hào)先分別零值內(nèi)插(內(nèi)插因子相等)然后相加，以及先相加然后零值內(nèi)插等效。

　　T5：如果I和D 互質(zhì)，則抽取與內(nèi)插可以交換。

　　此外，Nobel關(guān)系式[3]給出了抽取/內(nèi)插與濾波器級(jí)連時(shí)如圖4所示的等效變換。

　　Nobel 關(guān)系式的意義在于：在抽取與濾波級(jí)連時(shí)，首先進(jìn)行抽取運(yùn)算，可以把濾波器的長度降低一個(gè)D因子; 內(nèi)插與濾波級(jí)連時(shí)，首先進(jìn)行濾波運(yùn)算，可以使濾波器的的長度降低一個(gè)I因子。

3 采樣率變換器的多相表示結(jié)構(gòu)

　　通過對(duì)圖1中的整數(shù)倍速抽取器系統(tǒng)進(jìn)行多相分解(分解式1)，然后依次進(jìn)行T3及Nobel變換(抽取)，可以得到抽取系統(tǒng)的多相結(jié)構(gòu)。此結(jié)構(gòu)中濾波器將在F2=F1/D的采樣率下進(jìn)行，也就是說，對(duì)于給定的芯片和濾波器結(jié)構(gòu)，濾波器能達(dá)到最高時(shí)鐘頻率相同時(shí)，該結(jié)構(gòu)能處理的帶寬是圖1的D倍，或者說對(duì)相同采樣率的數(shù)據(jù)，該結(jié)構(gòu)對(duì)濾波器最高時(shí)鐘頻率的要求降低為原來的1/D，因而是一種高效的實(shí)現(xiàn)方式。

　　類似地，對(duì)圖2中的整數(shù)內(nèi)插系統(tǒng)進(jìn)行多相分解(分解式2),并依次進(jìn)行T4及Nobel變換(零內(nèi)插),以得到整數(shù)內(nèi)插的多相結(jié)構(gòu)，通過變換，將以F1=F2/I的采樣率進(jìn)行濾波運(yùn)算。

　　分?jǐn)?shù)倍采樣率轉(zhuǎn)換器的多相結(jié)構(gòu)有多種實(shí)現(xiàn)方案。

　　(1)如果I與D不互質(zhì),可以利用已經(jīng)得到的多相結(jié)構(gòu)，然后與抽取或內(nèi)插級(jí)連實(shí)現(xiàn)。如圖3(b)中可以把前兩部分用圖5的多相結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)或把后兩部分用圖6的多相結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，具體選擇時(shí)可參考D與I的數(shù)值。

　　(2)如果I與D互質(zhì),則可以轉(zhuǎn)化為更為高效的多相結(jié)構(gòu)[1,4]。圖7即是I、D互質(zhì)時(shí)的一種高效結(jié)構(gòu)。這一結(jié)構(gòu)的推導(dǎo)利用了多相分解的分解式1和分解式2、T1～T5以及兩數(shù)互質(zhì)時(shí)的歐幾里德公式(若I、D互質(zhì)，則存在整數(shù)p、q,使得pI+qD=1)。這樣的結(jié)構(gòu)不是唯一的，通過多采樣率系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)變換，還可以得到其他的結(jié)構(gòu)。在此結(jié)構(gòu)中，濾波器運(yùn)算是在F4的采樣率中進(jìn)行的，且有F4=F1/D=F2/I，與最初的形式相比，濾波器的最高時(shí)鐘頻率相同時(shí)，處理帶寬增大為原來的I×D倍。

　　該多相結(jié)構(gòu)中的Rm,n(z4)可以由原始濾波器經(jīng)過兩次多相分解而求得。特殊地，如果有濾波器的級(jí)數(shù)N=DI,則 Rm,n(z4)=h[(n+1)I-(m+1)T3]，為原始濾波器某一項(xiàng)的系數(shù)。

　　4 FPGA設(shè)計(jì)與驗(yàn)證

　　由于整數(shù)倍抽取和內(nèi)插的實(shí)現(xiàn)過程可以包含在分?jǐn)?shù)采樣率變換器的實(shí)現(xiàn)過程中，因此下面只討論I、D互質(zhì)的有理數(shù)采樣率變換器的實(shí)現(xiàn)。

　　根據(jù)圖7的多相結(jié)構(gòu)，對(duì)于I、D互質(zhì)的分?jǐn)?shù)抽樣率轉(zhuǎn)化系統(tǒng)，可以分解為四個(gè)模塊：

　　(1)輸入與延時(shí)鏈模塊。這部分的時(shí)鐘周期應(yīng)該為T1。

　　(2)R0～RI-1的延時(shí)與抽取模塊。注意：抽取器只是在第0,D,……,N×D個(gè)時(shí)鐘周期讓信號(hào)通過，其他時(shí)鐘周期阻隔信號(hào)。若已知延時(shí)與抽取鏈的功能，則可用一個(gè)如圖8(a)所示的多相選擇開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，而圖8(b)給出了該電路的一種實(shí)現(xiàn)方案，其中TClk_T4 =DTclk_T1,T4為模塊3的時(shí)鐘周期。

　　(3)本系統(tǒng)最為關(guān)鍵的部分是第三部分。該部分是運(yùn)算的主體部分，對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的資源利用率和時(shí)鐘性能有很大的影響。該模塊需要實(shí)現(xiàn)的是I×D個(gè)FIR濾波器。對(duì)于給定的設(shè)計(jì)，這些濾波器的系數(shù)是常數(shù),可由如下方法得到:

　?、俑鶕?jù)低通濾波器的要求，用Matlab的FDAtool計(jì)算出濾波器的系數(shù)，并使其階數(shù)N=M×I×D，M為正整數(shù),可根據(jù)濾波器的需要選取。

　　②利用多相分解公式計(jì)算每個(gè)濾波器的系數(shù)。

　?、郯阉玫降臄?shù)字進(jìn)行定點(diǎn)化處理(比如系數(shù)同乘以2 048,取整，待計(jì)算出結(jié)果后右移11位)。

　　對(duì)于常系數(shù)的FIR濾波器，在FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)，有多種可以選擇的方式以降低復(fù)雜性。在本設(shè)計(jì)中，采用簡化的加法器圖[3]來實(shí)現(xiàn)，避免了使用資源代價(jià)較大的通用乘法器，同時(shí)提高了系統(tǒng)的整體性能。例如，在測試系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，需要計(jì)算132×x(n)、28×x(n-1)、126×x(n-2)、13×x(n-3),用圖9方案來實(shí)現(xiàn)時(shí)，將比用四個(gè)通用乘法器節(jié)省更多的LE資源，并且使最高的時(shí)鐘頻率得到了提高。表1給出了一個(gè)測試系統(tǒng)的資源與性能對(duì)比(使用了Altera公司的EP1C3T144C6芯片及Quartus II 5.1版本進(jìn)行綜合)。

　　(4)第四部分是與第二部分類似的模塊。零內(nèi)插器的特點(diǎn)是某個(gè)時(shí)鐘周期有用信號(hào)通過，其余時(shí)鐘周期通過零值，因而內(nèi)插與延時(shí)相加模塊也可用一個(gè)多相選擇開關(guān)來實(shí)現(xiàn)。內(nèi)插與延時(shí)相加模塊實(shí)現(xiàn)電路圖如圖10所示。

　　圖11給出了一個(gè)D=3、I=4、N為12時(shí)的分?jǐn)?shù)采樣率變換的部分仿真結(jié)果(Modelsim 6.1)。其中，濾波器系數(shù)定點(diǎn)化為12位補(bǔ)碼，輸入、輸出數(shù)據(jù)為12位補(bǔ)碼整數(shù), 測試輸入序列為20kHz的正弦波波形序列，采樣率為600kHz,輸出為800kHz采樣的正弦波序列。通過把輸入輸出序列保存并做FFT變換，可以得到兩者的實(shí)際頻率相同的結(jié)論。

　　利用FIR濾波器的多相分解及多采樣率網(wǎng)絡(luò)變換技術(shù)，本文介紹了一種有理數(shù)采樣率變換器的高效多相結(jié)構(gòu)，并結(jié)合FPGA芯片的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)與優(yōu)化。文中的一些方法也適用于其他多采速率系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。