LED照明回路中恢復(fù)二極管的選擇

摘要：文章介紹了一種LED恒流驅(qū)動(dòng)電路，由于恢復(fù)二極管的選用不當(dāng)，造成了回路瞬時(shí)電流大，器件發(fā)熱，效率低下的問(wèn)題，通過(guò)仔細(xì)分析電路，找到了原因并加以解決。
關(guān)鍵詞：LED；恒流驅(qū)動(dòng)；恢復(fù)二極管；反向恢復(fù)時(shí)間

0 引言
    在全球能源短缺的背景下，節(jié)能己成為全球熱議的話題。2011年我國(guó)耗電總量46928億kWh，其中照明用電占12％，約5631億度，可見(jiàn)在照明領(lǐng)域的節(jié)能有著重要的效益。照明節(jié)能的重點(diǎn)在于提高光源的光效和降低燈具本身?yè)p耗，LED作為新一代綠色照明光源，具有環(huán)保、節(jié)能、壽命長(zhǎng)、體積小等特點(diǎn)，必將是21世紀(jì)代表性的新型光源。
    LED的亮度與通過(guò)它的正向電流成正比。從LED的伏安特性可知，當(dāng)采用恒壓供電時(shí)，電源電壓的波動(dòng)會(huì)引起LED電流較大的變化；另外LED伏安特性有具有負(fù)溫度系數(shù)的特點(diǎn)，工作過(guò)程中隨溫度的升高，亮度會(huì)減小。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，一般采用多只LED串聯(lián)方式，不同廠家或同一廠家的LED離散性較大，為了保證串聯(lián)LED有相同的亮度，延長(zhǎng)LED壽命，恒流驅(qū)動(dòng)是理想的選擇。
    文章針對(duì)實(shí)際應(yīng)用中的一種3W白色LED恒流驅(qū)動(dòng)電路，由于續(xù)流回路恢復(fù)二極管的選用問(wèn)題，造成器件發(fā)熱，無(wú)法滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求，通過(guò)器件工作原理的仔細(xì)分析，找到了問(wèn)題并得到了解決。

1 問(wèn)題引出
    LED恒流驅(qū)動(dòng)電路一般由PWM芯片、MOSFET管、電感及續(xù)流恢復(fù)二極管構(gòu)成。圖1為一種實(shí)際應(yīng)用中的電路原理圖，恒流驅(qū)動(dòng)由PWM芯片U1(HV9910B)、MOSFET管Q1、3W白色LED D3、恢復(fù)二極管D2、電感L3、工作頻率選擇電阻R1、電流采樣電阻R2、R3、R4及濾波電容C6～C9組成。
設(shè)計(jì)要求恒流電流為630mA，D2設(shè)計(jì)初期選用了快速恢復(fù)二極管FR207，通電工作時(shí)，發(fā)現(xiàn)LED回路電流約200mA，LED亮但亮度不夠，此時(shí)D2、R2、R3、R4、Q1管發(fā)熱嚴(yán)重。

2 工作原理
2．1 HV9910B特點(diǎn)及應(yīng)用領(lǐng)域
    HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一種高效的PWM控制的LED驅(qū)動(dòng)器，其供電電壓范圍為DC8V～DC450V，開(kāi)關(guān)頻率高達(dá)300kHz，可以外接電阻設(shè)置。LED由恒流驅(qū)動(dòng)，輸出電流由數(shù)mA至1A。特點(diǎn)如下：
    ●輸入電壓范圍為DC8V～DC450V；
    ●輸出電流由幾mA到1A以上，既能驅(qū)動(dòng)小功率LED，也能驅(qū)動(dòng)大功率LED；
    ●可以方便地組成降壓式、升／降壓式架構(gòu)，以滿(mǎn)足不同供電電壓的需求；
    ●它可以驅(qū)動(dòng)1個(gè)LED到上百個(gè)LED；
    ●轉(zhuǎn)換效率高，可達(dá)90％；
    ●組成的驅(qū)動(dòng)器電路簡(jiǎn)單，外圍元器件少，不僅占PCB板面積小，并且生產(chǎn)成本低；
    ●內(nèi)部有能輸入DC450V高壓、輸出7．5V的線性穩(wěn)壓器，無(wú)須外接降壓電阻，使電路更簡(jiǎn)單，并可輸出作模擬調(diào)光電路的電流；
    ●有兩種工作模式：恒定頻率模式及恒定關(guān)斷時(shí)間模式；
    ●有兩種調(diào)光方式：模擬調(diào)光方式和PWM調(diào)光方式；
    ●輸出驅(qū)動(dòng)電流大小用一個(gè)外設(shè)電阻RCS設(shè)定。
    8引腳的HV9910B的管腳定義和功能如表1所示。

2．2 工作原理
    圖2是HV9910B的內(nèi)部框圖及典型應(yīng)用電路。直流電壓直接加于VIN腳，當(dāng)VDD腳超過(guò)開(kāi)啟閾值后，柵極驅(qū)動(dòng)器工作，GATE腳輸出電壓使MOSFET管導(dǎo)通并運(yùn)行在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，MOSFET管的源極接電流檢測(cè)電阻RCS，其電壓加于CS腳，當(dāng)該電壓超過(guò)峰值電流檢測(cè)閾值時(shí)，柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)終止，MOSFET管截止。由于閾值電壓內(nèi)部設(shè)定為250mV，所以，MOSFET管峰值電流由檢測(cè)電阻RCS決定。

    外接電路說(shuō)明：Q代表MOSFET管；D代表續(xù)流回路恢復(fù)二極管；L代表回路電感；ROSC代表頻率設(shè)定電阻；LED代表發(fā)光二極管。
    由于MOSFET管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，導(dǎo)通時(shí)，電感充電電流上升；截止時(shí)，電感放電電流減小。顯然，電流到達(dá)峰值的時(shí)間與電感選用有關(guān)系。嚴(yán)格地說(shuō)，經(jīng)過(guò)LED電流是脈動(dòng)起伏的，不是直流，其平均值與電感值有關(guān)。根據(jù)電感電流是否連續(xù)可以分成如下三種模式，見(jiàn)圖3。這三種工作模式各有優(yōu)缺點(diǎn)，按實(shí)際情況進(jìn)行選用。a模式電流變化范圍小，具有較小的磁滯損耗，一般工作頻率較高，功率管的開(kāi)關(guān)損耗大，電源電壓變化對(duì)應(yīng)的電流精度高；c模式電流變化大，具有較大的磁滯損耗，一般工作頻率較低，功率管的開(kāi)關(guān)損耗小，電源電壓變化對(duì)應(yīng)的電流精度低；b模式介于這兩種模式之間，同時(shí)具有這兩種模式的優(yōu)缺點(diǎn)。對(duì)應(yīng)市電應(yīng)用的場(chǎng)合，負(fù)載功率高時(shí)，建議選用a模式，負(fù)載功率適中可選用b模式，負(fù)載功率低則可選用c模式。文章中實(shí)際電路選用了a模式。

3 問(wèn)題分析
    圖1中采用恒定頻率的工作模式，電流采樣電阻RCS(由R2、R3、R4并聯(lián)組成)，R1電阻阻值為100k Ω，工作頻率為200kHz。
    通電后，U1的GATE管腳輸出高電平，Q1導(dǎo)通，+24V電源電流經(jīng)濾波器件后到U1管腳1，再經(jīng)D3、L3、Q1、RCS流回24V地，此時(shí)是電感L3儲(chǔ)能過(guò)程；U1通過(guò)電流采樣電阻RCS檢測(cè)其兩端的電壓，當(dāng)電壓達(dá)到250mV時(shí)，U1的GATE管腳輸出低電平，關(guān)斷Q1?；芈分杏捎陔姼蠰3存儲(chǔ)了電能，當(dāng)Q1關(guān)斷后，L3將釋放其儲(chǔ)能，釋放回路為：電流從L3的一端流出，經(jīng)D2、D3，最后回到L3的+端，維持D3繼續(xù)發(fā)光。
3．1 恢復(fù)二極管恢復(fù)特性
    二極管和一般開(kāi)關(guān)的不同在于“開(kāi)”與“關(guān)”由所加電壓的極性決定，而且“開(kāi)”態(tài)有微小的壓降，“關(guān)”態(tài)有微小的電流。當(dāng)電壓由正向變?yōu)榉聪驎r(shí)，電流并不立刻成為-I0，而是在一段時(shí)間ts內(nèi)反向電流始終很大，二極管并不關(guān)斷；經(jīng)過(guò)ts后，反向電流才逐漸變小，再經(jīng)過(guò)tf時(shí)間，二極管的電流才成為-I0，二極管關(guān)斷，如圖4所示。ts稱(chēng)為儲(chǔ)存時(shí)間，tf稱(chēng)為下降時(shí)間，trr稱(chēng)為反向恢復(fù)時(shí)間，以上過(guò)程稱(chēng)為反向恢復(fù)過(guò)程，這實(shí)際上是由電荷存儲(chǔ)效應(yīng)引起的。反向恢復(fù)時(shí)間就是存儲(chǔ)電荷耗盡所需要的時(shí)間。

    圖5是引用超快速恢復(fù)二極管ES1D的使用手冊(cè)中的關(guān)斷特性曲線和測(cè)試電路。從圖中可以看出，ES1D反向恢復(fù)時(shí)間35ns，比普通二極管的恢復(fù)時(shí)間要短得多，同時(shí)ts也要小。

    從圖4、5可知，由于反向恢復(fù)過(guò)程存在，當(dāng)二極管的兩端電壓由正向變?yōu)榉聪驎r(shí)，二極管并不馬上關(guān)斷，經(jīng)過(guò)trr后才真正關(guān)斷。
3．2 MOSFET管導(dǎo)通特性
    圖6是MOSFET管的開(kāi)關(guān)時(shí)間測(cè)試電路與波形。
3．2．1 開(kāi)啟時(shí)間ton
    當(dāng)VGS由低電平變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，MOSFET管導(dǎo)通，VDS由高電平變?yōu)榈碗娖健OSFET管從截止到飽和所需的時(shí)間就是開(kāi)啟時(shí)間，包括VGS導(dǎo)通延遲時(shí)間td(on)和VDS的導(dǎo)通時(shí)間tr。即
    ton=td(on)+tr
3．2．2 關(guān)閉時(shí)間toff
    當(dāng)VGS由高電平變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，MOSFETF管截止，VDS由高電平變?yōu)榈碗娖健OSFET管從截止到飽和所需的時(shí)間就是關(guān)斷時(shí)間。包括VGS關(guān)斷延遲時(shí)間td(off)和VDS的關(guān)斷時(shí)間tf。即
    toff=td(off)+tf
    通常情況下，toff>ton，開(kāi)關(guān)時(shí)間一般在納ns數(shù)量級(jí)，高頻應(yīng)用時(shí)需考慮。
3．3 問(wèn)題原因
    由于恢復(fù)二極管trr的客觀存在，圖1中電路的實(shí)際工作過(guò)程如下：
    工作階段：U1中GATA輸出高電平，經(jīng)過(guò)ton時(shí)間后，Q1導(dǎo)通，D2關(guān)斷，24V電源從正流出，經(jīng)濾波電路后到U1管腳1，再經(jīng)D3、L3、Q1、RCS流回電源負(fù)端。此時(shí)L3充電儲(chǔ)能。
    續(xù)流階段：U1中GATA輸出低電平，經(jīng)過(guò)toff時(shí)間后，Q1關(guān)斷，D2正向?qū)?，電流從L3的+端流出，經(jīng)D2、D3，最后回到L3的一端，電感釋放儲(chǔ)能。
    純消耗階段：Q1導(dǎo)通，D2處于trr階段；24V電源從正流出，經(jīng)D2(D2反向?qū)?，Q1、RCS回到電源負(fù)。RCS阻值為0．4 Ω，此時(shí)回路電流很大(24／0．4=60A)，且能量全部轉(zhuǎn)換為熱能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的發(fā)熱。
    文章中電路工作是工作階段、續(xù)流階段、純消耗階段三種階段周而復(fù)始的循環(huán)過(guò)程。純消耗階段越短，電流流經(jīng)D3回路的時(shí)間越長(zhǎng)，裝置效率越高。
    文章中電路初期設(shè)計(jì)中，選用了快速恢復(fù)二極管FR207，trr為150ns，當(dāng)MOSFET管工作頻率為200kHz時(shí)，即周期為5 μs，根據(jù)圖3中的描述，電感電流工作在連續(xù)的模式，此時(shí)在一個(gè)周期中，占空比略大于0．5，也就是說(shuō)trr為工作階段的的6％(0．1 5／2．5=0．06)，另外純消耗階段回路電流(60／0．63≈10)約為其他階段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件發(fā)熱，效率低，達(dá)不到設(shè)計(jì)要求。
3．4 問(wèn)題的解決
    將FR207更換為ES1D后，純消耗階段縮短了4倍，問(wèn)題解決。實(shí)際上將ES1D更換為肖特基二極管SS1100效果更好，用測(cè)試設(shè)備測(cè)試FR20、ES1D、SS1100的恢復(fù)時(shí)間，結(jié)果SS1100最短(約為10 ns)，同時(shí)驗(yàn)證了本章的分析。

4 結(jié)論
    在由PWM芯片實(shí)現(xiàn)的LED恒流驅(qū)動(dòng)電路中，續(xù)流回路二極管應(yīng)該選用trr短的超快速恢復(fù)二極管，當(dāng)電壓低時(shí)，盡量選用肖特基二極管。通常情況，我們常常會(huì)忽略掉純消耗階段的存在，真正理解了二極管的反向恢復(fù)特性，才能設(shè)計(jì)出合理的電路。另外當(dāng)二極管在較高頻率當(dāng)作“開(kāi)關(guān)”使用時(shí)，如果反向脈沖的持續(xù)時(shí)間比trr短，則二極管在正、反向都可導(dǎo)通，起不到開(kāi)關(guān)作用，即二極管的單向?qū)щ娦栽谝欢ǖ念l率范圍內(nèi)是正確的。