淺談小尺寸TFT LCD偏壓電源設(shè)計(jì)

作者：陳威銘
　
近年來，隨著液晶顯示器（Liquid Crystal Display；LCD）相關(guān)技術(shù)的快速發(fā)展，使得液晶顯示器已廣泛的應(yīng)用在各領(lǐng)域中。與傳統(tǒng)的陰極射線管（Cathode Ray Tube；CRT）顯示器比較起來，雖然液晶顯示器在顯示的動(dòng)態(tài)響應(yīng)等方面尚無法和陰極射線管顯示器相匹敵，但其具有體積小、重量輕且不占空間、低耗電量、不反光及低輻射等優(yōu)點(diǎn)，已使得液晶顯示器逐漸地取代傳統(tǒng)的陰極射線管顯示器成為現(xiàn)今當(dāng)紅的平面顯示器（Flat-Plane Display；FPD）。

一般而言，液晶顯示器本身不但需要一組背光電路，亦需要一組高效率的偏壓電源來控制對(duì)比，且此偏壓電源必需要能夠在相當(dāng)大的負(fù)載變動(dòng)范圍內(nèi)都維持穩(wěn)定的輸出電壓。由于目前小尺寸液晶顯示器的相關(guān)產(chǎn)品均已朝薄型化之趨勢(shì)發(fā)展，使得小尺寸液晶顯示器的背光電路與偏壓電源供應(yīng)器亦須往扁平化設(shè)計(jì)。因此，如何設(shè)計(jì)體積小、效率高的液晶顯示器背光電路與偏壓電源供應(yīng)器，已成為產(chǎn)品設(shè)計(jì)上重要的課題。有鑒于此，本文將說明如何來設(shè)計(jì)出一體積小、效率高的液晶顯示器偏壓電源供應(yīng)器。

電路架構(gòu)與工作原理
　

(圖一)　電路架構(gòu)
　
基本上，液晶顯示器的偏壓電源供應(yīng)器必須要能提供三組輸出電源，其中一組是Source電源，另外兩組則是一為正電壓另一為負(fù)電壓的Gate電源。由于偏壓電源供應(yīng)器的輸入電壓一般大都會(huì)較其所需提供的Source電壓來的低，因此Source電源的部分可經(jīng)由一升壓式轉(zhuǎn)換器(Step-up Converter)來產(chǎn)生；而正、負(fù)Gate電源的部分，因所需提供的負(fù)載電流較為小，為了縮小電路體積與節(jié)省成本，則可采用充電幫浦（Charge Pump）的方式，將升壓式轉(zhuǎn)換器的PWM訊號(hào)充電幫浦到所需的正、負(fù)Gate電壓，如(圖一)所示。

由圖一的電路可發(fā)現(xiàn)，在升壓式轉(zhuǎn)換器的一個(gè)切換周期中，功率切換開關(guān)的電壓將介于輸出電壓與零電壓之間變化。當(dāng)功率切換開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，升壓式轉(zhuǎn)換器的輸出電容C1將經(jīng)由二極管D2與功率切換開關(guān)S對(duì)電容C2充電，使C2上的電壓近似于升壓式轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，而電容C3則將透過D4與S對(duì)電容C4充電，使C4上的電壓近似于兩倍的升壓式轉(zhuǎn)換器輸出電壓，如(圖二)(a)所示。

而當(dāng)功率切換開關(guān)截止時(shí)，則停止對(duì)C2與C4充電，此時(shí)二極管D2與D4為截止的狀態(tài)，而二極管D3與D5則進(jìn)入導(dǎo)通的狀態(tài)，并且電容C3被充電至近似兩倍的升壓式轉(zhuǎn)換器輸出電壓，而電容C5則被充電至近似三倍的升壓式轉(zhuǎn)換器輸出電壓，如圖二(b)所示；如此即產(chǎn)生所需的正Gate電壓。至于負(fù)Gate電源的部分其工作原理與正Gate電源的部分相似，當(dāng)功率切換開關(guān)截止時(shí)，二極管D6為導(dǎo)通的狀態(tài)，電容C6被充電至近似于升壓式轉(zhuǎn)換器的輸出電壓大小，如圖二(b)所示；而當(dāng)功率切換開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，則停止對(duì)C6進(jìn)行充電，此時(shí)D6為截止的狀態(tài)，而D7則進(jìn)入導(dǎo)通的狀態(tài)，并且電容C6將經(jīng)由D7與S對(duì)電容C7充電，使C7上的電壓近似于負(fù)的升壓式轉(zhuǎn)換器輸出電壓，如圖二(a)所示；如此所需的負(fù)Gate電壓即產(chǎn)生。


　 (圖二)　工作模式
　
設(shè)計(jì)實(shí)例

接下來將以輸入電壓為3.3V的情況為例，說明如何來設(shè)計(jì)一Source電源為10V、正的Gate電源為28V而負(fù)的Gate電源為-9V的液晶顯示器偏壓電源供應(yīng)電路。

■應(yīng)用電路

(圖三)為液晶顯示器之偏壓電源供應(yīng)器的應(yīng)用電路，以沛亨半導(dǎo)體所推出的升壓式轉(zhuǎn)換器AIC1880搭配兩組輔助的充電幫浦式轉(zhuǎn)換電路所形成。其中AIC1880為一固定頻率、高效率的升壓式轉(zhuǎn)換器，其所使用的控制方式為峰值電流模式的脈波寬度調(diào)變（Peak-Current-Mode Pulse-Width-Modulation），如(圖四)所示，因此藉由選用適當(dāng)?shù)耐鈬M件，可達(dá)到快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。


(圖三)　應(yīng)用電路
　
此外，AIC1880本身有640kHz與1.2MHz兩個(gè)操作頻率可供選擇，因此藉由選用較高的操作頻率，將可適當(dāng)?shù)販p少外部應(yīng)用電路的體積。由于AIC1880本身并沒有內(nèi)建正、負(fù)Gate輸出電壓的穩(wěn)壓回授控制電路，如果正、負(fù)Gate電源的部分也要求需具備有良好的穩(wěn)壓特性，則可在正、負(fù)Gate電源的輸出端分別再串接一線性穩(wěn)壓器（Linear Regulator）來使其輸出電壓能穩(wěn)在所需的電壓準(zhǔn)位。


(圖四)　AIC1880的功能方塊圖
　
■外圍組件選擇

升壓電感（L）

由于AIC1880的設(shè)計(jì)是使用峰值電流模式的脈波寬度調(diào)變控制架構(gòu)，因此會(huì)內(nèi)建斜率補(bǔ)償（Slope Compensation）的功能來避免次諧波（Sub Harmonic）震蕩的發(fā)生。為確保整個(gè)轉(zhuǎn)換電路能夠穩(wěn)定操作，則內(nèi)建的斜率補(bǔ)償值Ma與輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT1、升壓電感必須滿足(公式一)的關(guān)系。

(公式一)

其中D為功率開關(guān)的導(dǎo)通率。將Ma=0.33V/μS代入(公式一)，則可得升壓電感需大于5.2μH。

另一方面，升壓電感的感值大小與轉(zhuǎn)換器的操作頻率高低亦會(huì)影響到電感電流的漣波大小。

(公式二)

其中fOSC為升壓式轉(zhuǎn)換器的操作頻率。由于AIC1880本身即具有640kHz與1.2MHz兩個(gè)操作頻率可供選擇，當(dāng)選用較高的切換頻率時(shí)，則可允許使用較小的升壓電感。然而使用較高的切換頻率將導(dǎo)致較大的切換損失，這將會(huì)使電路的轉(zhuǎn)換效率變得較低。在此設(shè)計(jì)中，設(shè)定fOSC=1.2MHz、ΔIL=300mA，則升壓電感的大小可由(公式三)決定之。

(公式三)

綜合以上兩者，選擇升壓電感L為6.8μH。

此外，為避免電感鐵芯的飽和，所選用的電感的飽和電流必須大于轉(zhuǎn)換電路的最大電感電流峰值。假設(shè)最大輸出電流IOUT1(MAX)為250mA、電路的轉(zhuǎn)換效率h為0.8，則電感電流的峰值可由下式?jīng)Q定之﹔[!--empirenews.page--]

(公式四)

輸入電容（CIN）

為降低功率切換開關(guān)的快速切換所產(chǎn)生的輸入電壓漣波，建議采用具有低等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance；ESR）的陶瓷電容來作為輸入電容。在此設(shè)計(jì)中，輸入電容CIN選用10μF/6.3V的陶瓷電容。

輸出電容（COUT）

假設(shè)最大漣波電壓ΔVOUT1為30mV，則最小輸出電容可由(公式五)決定之。

(公式五)

此外，輸出電壓的漣波大小亦受到輸出電容本身ESR大小的影響。

(公式六)

在此設(shè)計(jì)中，輸出電容COUT選用兩個(gè)4.7μF/16V的陶瓷電容并聯(lián)。

柔性啟動(dòng)電容（CSS）

AIC1880本身內(nèi)建有柔性啟動(dòng)（Soft-Start）的功能，來避免輸入涌入電流（Inrush Current）的產(chǎn)生。其柔性啟動(dòng)時(shí)間可由(公式七)求得。

(公式七)

一般而言，所使用的柔性啟動(dòng)電容應(yīng)該要足夠大，以確保輸出電容的電壓于柔性啟動(dòng)結(jié)束之前能達(dá)到預(yù)設(shè)的電壓值。在此設(shè)計(jì)，柔性啟動(dòng)電容CSS選用0.01μF。


　 (圖五)升壓式轉(zhuǎn)換器的切換波形與漣波電壓
　
分壓電阻（R1與R2）

在待機(jī)時(shí)間，分壓電阻將會(huì)持續(xù)的消耗能量，因此選用較大的分壓電阻，將可適度的縮減轉(zhuǎn)換電路的待機(jī)電流。在此設(shè)計(jì)中R1選用1.6M，選擇R2為220k，則R1可由(公式八)決定之。

(公式八)

回授回路補(bǔ)償（RCOMP、CCOMP與CCOMP2）

為避免由于系統(tǒng)的不穩(wěn)定造成輸出電壓的漣波過大與電路的轉(zhuǎn)換效率過低，AIC1880需一額外的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來補(bǔ)償其回授回路，如圖三所示。在此額外的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中，Rcomp是用來設(shè)定回授回路的增益以提升電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。當(dāng)Rcopm決定后，則需決定Ccomp來設(shè)定回授回路的零點(diǎn)來維持電路的穩(wěn)定性。而Ccomp2是要用來消除由輸出電容與其本身的ESR所造成的零點(diǎn)。在此設(shè)計(jì)中，選用Rcopm=36 kW、Ccomp=1000pF與Ccomp2=20pF。


(圖六)動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形
　
至此，整個(gè)轉(zhuǎn)換器的外圍組件值已大致完全計(jì)算出來，提供給電路設(shè)計(jì)者參考?；旧蠟榍笳w體積能達(dá)到較小化，電感與電容的選用以符合電壓電流的規(guī)格即可，組件的體積則可以盡可能的小。


　 (圖七)正Gate電壓的變化曲線
　
測(cè)試結(jié)果

本文以輸入電壓為3.3V、輸出的Source電壓、正的Gate電壓與負(fù)的Gate電壓分別為10V、28V與-9V的情況為例，實(shí)際制作圖三之偏壓電源供應(yīng)器，并進(jìn)行電路量測(cè)。(圖五)為當(dāng)Source電源、正的Gate電源與負(fù)的Gate電源的輸出電流分別為200mA、10mA與10mA時(shí)，升壓式轉(zhuǎn)換器的切換波形與輸出漣波電壓波形，其輸出漣波電壓約略為35mV左右。(圖六)為當(dāng)正、負(fù)Gate電源的輸出電流各為10mA時(shí)，Source電源的輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。而(圖七)與(圖八)則分別為在不同的Gate電流下，正、負(fù)Gate電壓的變化情況。若正、負(fù)Gate電源的部分也需要有良好的穩(wěn)壓特性，則可在正、負(fù)Gate電源的輸出端分別再串接一線性穩(wěn)壓器來穩(wěn)其輸出電壓準(zhǔn)位。(圖九)所示為在不同的負(fù)載電流下電路的轉(zhuǎn)換效率，從圖中可知，當(dāng)Source電源、正的Gate電源與負(fù)的Gate電源的輸出電流分別為150mA、0mA與0mA時(shí)，整體電路的轉(zhuǎn)換效率可達(dá)到85％，而隨著Source電源的輸出電流下降，整體電路的轉(zhuǎn)換效率亦隨之降低。