TDS—OFDM系統(tǒng)中信道估計方法的研究

l 引 言
    在近十余年中，數(shù)字電視地面廣播(DTTB)已達到了實際應用階段。目前已被國際電信聯(lián)盟(ITU)承認的DTTB傳輸標準有3個，即：美國先進電視系統(tǒng)委員會提出的格型編碼8電平殘余邊帶調制(8VSB)系統(tǒng)(簡稱ATSC)，歐洲開發(fā)的基于編碼正交頻分復用(COFDM)技術的數(shù)字視頻地面廣播標準(DVB—T)和日本采用的分段正交頻分復用的地面綜合業(yè)務數(shù)字廣播標準(ISDB—T)?，F(xiàn)階段對這3個標準的比較和測試見諸多文獻，一般來說，這3個標準各有特點。ATSC系統(tǒng)為傳統(tǒng)的單載波(SC)系統(tǒng)，它使用復雜的信道均衡器來進行信道估計，消除多徑干擾。該算法的對均衡器要求比較高，均衡器設計的復雜度很高。歐洲DVB—T多載波系統(tǒng)是在OFDM頻譜中插入導頻信號的，它規(guī)定了分散導(Scattered Pilot)頻和連續(xù)(Continu—ous Pilot)導頻。連續(xù)導頻在每個COFDM符號中的位置都是固定的，散布導頻的位置在不同的COFDM符號中有所不同。然而該方案在使用了大量導頻來完成估計和均衡，使得系統(tǒng)有效數(shù)據(jù)的傳輸率較低。ISDB—T是日本無線電工商業(yè)協(xié)會開發(fā)的，系統(tǒng)采用的調制方法稱為頻帶分段傳輸(BST)OFDM，由一組共同的成為BST段的基本頻率塊組成，屬于單載波傳輸。
    在上述背景下，我國制定了中國地面?zhèn)鬏敂?shù)字電視標準(簡稱DTMB)。歐洲的DVB—T與和日本的ISDB一T標準都是采用具有循環(huán)前綴保護間隔的編碼正交頻分復用，即COFDM調制。而DTTB標準采用了PN序列作為循環(huán)間隔，時域同步正交頻分復用(TDS一OFDM)進行調制。
    然而，要想完全實現(xiàn)OFDM技術所帶來的性能的提高，還需要進行關鍵技術的實現(xiàn)，而信道估計就是其中之一。本文針對清華所提出的DMB—T系統(tǒng)中信道估計部分進行了研究，對迭代算法進行了優(yōu)化，使得估計得到的信道沖激響應更加精準，從而提高系統(tǒng)的性能。

2 TDS—OFDM信道估計算法
2．1 TDS—OFDM的系統(tǒng)模型
    TDS—OFDM是現(xiàn)在清華提出的DMB—T傳輸系統(tǒng)的核心調制技術，它是時域同步的正交頻分復用技術，或者稱為以PN序列為保護間隔的正交頻分復用調制。系統(tǒng)的離散系統(tǒng)模型如圖l所示。

信號通過串并變換，經(jīng)過IFFT調制，然后再并串變換，加入PN序列，形成信號幀。一個信號幀由幀同步和幀體兩部分組成，考慮到信道的時間選擇性(多普勒分布約為100 Hz)，每個信號幀的長度定義為<600 μs。一個信號幀可以作為一個正交頻分復用(OFDM)塊。對于TDS一OFDM來說，幀同步序列(即PN序列)作為OFDM的保護間隔，而幀體作為IFFT塊，以DMB—T傳輸系統(tǒng)為例，信號幀的結構如圖2所示。

信號幀中的幀同步由前同步、8階PN序列和后同步三部分組成。PN序列定義為255個符號，前同步和后同步定義為PN序列的循環(huán)擴展，如圖3所示。

8階PN序列定義為本原多項式x8+x6+x5+x+1的m序列，其初始條件將確定所生成的m序列的相位，而初始條件是由每一個幀的幀號所決定的。信號幀群中的每個信號幀分配有惟一的幀同步信號，以此作為信號幀的識別特征。也就是說，在接收端，我們只要確定m序列的相位，就可以確定幀號，從而可以達到同步的目的。
2．2 PN序列自相關實現(xiàn)信道估計
    在DMB—T系統(tǒng)中，采用TDS一OFDM(時域同步正交頻分復用)調制技術，沒有插入OFDM導頻信號，而是在OFDM的保護間隔中插入時域PN信號作為同步頭。不考慮數(shù)據(jù)對同步頭的干擾，接收到的同步頭可以表示為：

式中c(k)為選用的PN序列，它具有良好的相關特性，其歸一化相關函數(shù)可表示為：

通過時域的相關，即r(k)和本地的c(k)相關，可以得到信道的時域沖激響應的粗估計h(n)。得到的粗估計h(n)中的小電平值被丟棄，因為存在白噪聲和多徑時，這些小電平已經(jīng)不用考慮了。
    相關使用的PN序列有K=255個符號，所以提出的信道估計算法能給出的信道估計長度為K，即要求L≤K。我們所得到的粗估計h(n)時由信道的第一條路徑來定位的，實際中一般以主徑來定位，而主徑前的旁徑造成相對于主徑的信號的向前擴散，主徑后的旁徑造成相對予主徑的信號的向后擴散。前同步緩沖和后同步緩沖定義為PN序列的循環(huán)擴展，它們作為PN序列的保護段，只要信道的前徑長度和后徑長度分別小于前同步長度和后同步長度，就可以得到比較準確的時域沖激響應。
    根據(jù)得到的粗估計h(n)，可以構造PN序列經(jīng)過信道沖激響應后得到的信號y(k)，通過接收的信號r(k)減去y(k)，可以得到數(shù)據(jù)部分通過信道后的響應信號x(k)。對x(k)進行時域的判決反饋處理，均衡后得到z(k)，這里的z(k)是凈化后的x(k)。由于需要得到純凈的y(k)通過y(k)和本地PN序列的頻域相除得到信道的沖激響應)，所以再分段從r(k)中減去上一幀數(shù)據(jù)部分對本幀幀頭的影響x_pre(k)以及本幀數(shù)據(jù)部分對本幀幀頭的影響z(k)，重建了幀頭y(k)，然后根據(jù)頻域上的除法，就可以得到比較精確的信道估計：

其中的iter=j+1，表示經(jīng)過幾次迭代之后所得到的最終的信道估計。接收端去除PN序列之后的幀體經(jīng)過FFT操作之后，得到頻域輸出Y(n，k)，然后使用所得到的信道頻率響應估計h(n，k)(這里的n指的是第n幀)對本幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)進行信道均衡，即z(n，k)=y(n， k)／H(n，k)。整個信道估計的過程如圖4所示。

4次迭代以后得到的信道估計和理想信道估計比較的結果圖如圖7所示，可以看到，迭代以后得到的估計相對1次迭代估計已經(jīng)非常接近理想信道，做均方差比較可以得到，迭代4次以后的ehannle_MSE_iter為3．350 6e一006，已經(jīng)達到了10-6級。
    8次迭代以后得到的信道估計和理想信道估計比較的結果圖如圖8所示，可以看到，迭代以后得到的估計幾乎和理想信道時重合的，做均方差比較可以得到，迭代8次以后的channle_MSE_iter為1．328 6e一008，已經(jīng)達到了10一8級。
    下面比較粗估計得到的數(shù)據(jù)點星座圖和8次迭代均衡以后得到的星座圖，可以看到迭代之后得到的信道估計星座映射效果相對比較好。根據(jù)粗估計得到的星座圖如圖9所示，8次迭代之后得到的星座圖如圖10所示。

通過圖9和圖10可以看出，迭代8次以后得到的信道沖激應用于均衡，均衡效果明顯優(yōu)于粗估計的均衡效果。

4 綜合分析
    表1為8次迭代估計過程中信道估計的均方差(MSE)和均衡之后的誤比特率(BER)的比較：Iter_num=8。

在迭代8次的條件下，BER隨迭代次數(shù)變化示意圖如圖ll所示。在迭代8次的條件下，Channel_MSE隨迭代次數(shù)變化示意圖如圖12所示。

從圖11和圖12中可以看出，經(jīng)過TDS一OFDM的信道估計方法，經(jīng)過8次迭代，信道估計的精度已經(jīng)很高了，均衡之后的誤碼率也相對較小。幾次迭代之后的信道估計與理想信道的比較說明了迭代算法的效果是很明顯的，同時均衡后的誤比特率在一定的條件下，也隨迭代次數(shù)的增加下降的比較塊。軟件的仿真結果表明了信道估計算法的設計實現(xiàn)的準確性。

5 結 語
    針對清華所提出的DMB—T系統(tǒng)中信道估計部分進行了以上分析和研究，對迭代算法進行優(yōu)化，結果表明，優(yōu)化后的信道估計方法在保證了良好信道估計性能和系統(tǒng)誤碼的同時具有較低的復雜度，并且得到的信道沖激響應更加精準，MSE更小，系統(tǒng)性能更好，是一種非常具有實用意義的信道估計算法。