用于IEEE 802.11b/g WLAN直接下變頻接收機的射頻前端設(shè)計

近年來，無線終端憑借低成本、低功耗和便于組網(wǎng)的優(yōu)越性逐漸成為校園、機場、醫(yī)院和家庭接人因特網(wǎng)的首選方案，無線接入技術(shù)得到迅速發(fā)展和廣泛應(yīng)用。無線收發(fā)模塊的設(shè)計研究已成為一個重要研究方向。

本文介紹了一種應(yīng)用于IEEE 802.11b／g無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的2.4 GHz ISM單片CMOS接收機射頻前端設(shè)計。IEEE 802.11b是目前市場上主流產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)，而IEEE 802.11g則是IEEE 802.11系列的核心標(biāo)準(zhǔn)之一，它兼容另外兩個核心標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a和IEEE802.11b，即同時支持IEEE 802.11a的OFDM(正交頻分復(fù)用)和IEEE 802.11b的CCK(補碼鍵控)編碼的DSS(直接序列擴(kuò)頻)調(diào)制方式。本文中設(shè)計的接收機應(yīng)用于DSS調(diào)制方式。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

考慮到低成本、低功耗和高集成度，針對IEEE802.11b／g本身寬信道帶寬特性，本文采用直接下變頻接收機結(jié)構(gòu)。隨著電路技術(shù)和工藝的進(jìn)步，直接變頻所固有的問題得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f閃爍噪聲問題，現(xiàn)在都能有效地降低它們的影響。

表1列出了近期設(shè)計的射頻前端性能總結(jié)。

圖1給出了接收機的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括低噪聲放大器、I／Q下變頻器、去直流耦合電路、基帶線性放大器和信道選擇濾波器。

DSS標(biāo)準(zhǔn)包含11個2 MHz帶寬的子信道，總的信道帶寬為22 MHz。如果在保證誤幀率在8×102情況下，要達(dá)到靈敏度為-80 dBm，那么，

kNF+RSNR=174 dBm-10log(22 MHz)-80 dBm=20.6 dBm

式中：KNF為噪聲系數(shù)；RSNR為信噪比。

針對需要的FER，假設(shè)RSNR≈10 dB，再考慮到射頻濾波器約2 dB損耗，接收機的要求低于8.6 dB。

標(biāo)準(zhǔn)還要求在接收信號-74 dBm時，具有40 dB的鄰近信道抑制能力，鑒于此，接收機的輸入1 dB壓縮點要達(dá)到至少-30 dBm左右。

2 電路實現(xiàn)

2.1低噪聲放大器

圖2給出了低噪聲放大器電路具體實現(xiàn)。電路采用典型的差分Cascode結(jié)構(gòu)，增加對片上干擾抑制，減少源極寄生電感影響，另外，還能提高CMRR(共模抑制比)。不過，相對于單端輸入單端輸出，差分結(jié)構(gòu)帶來更大的功耗。

下面只分析放大器對稱的左半部分，它是一個窄帶Cascode結(jié)構(gòu)低噪聲放大器，這種結(jié)構(gòu)能得到更好的噪聲性能。Ls和Ld采用片上電感，Lc、Lg由鍵合電感實現(xiàn)。M1、M3是跨導(dǎo)晶體管，共柵連接的M2、M4提高輸出輸入之間的隔離，并減少M1、M3漏極電容Cgd的密勒效應(yīng)。電容Cd、Cout和Ld調(diào)節(jié)輸出匹配并起到與次級電路隔直的作用。

當(dāng)然，除此之外，在優(yōu)化電路時還應(yīng)該考慮到電容Cs的影響，但式(1)、式(2)給出了各元件對電路性能的影響趨勢，這點在設(shè)計電路時具有指導(dǎo)意義。

仔細(xì)選擇器件參數(shù)，得到0.84 dB的噪聲系數(shù)。從圖3的仿真結(jié)果可看出，電路優(yōu)化結(jié)果使kNF非常接近kNFmin。

用電感Le代替?zhèn)鹘y(tǒng)的尾電流源提高差分電路的共模抑制比，這樣可以節(jié)省直流電壓裕度。

下式給出了CMRR(記為RCMRR)的參考公式：

式中：ZA為差分對管虛地點對地的阻抗。

電感采用鍵合電感，因為它有高Q值和節(jié)省芯片面積的優(yōu)勢。

仔細(xì)地在功耗與性能之間獲取均衡，實現(xiàn)的低噪放噪聲系數(shù)為0.84 dB，增益為16 dB，S11<-15 dB，直流電壓1.8 V時電流為7.6 mA。

2.2 I／Q下變頻器

圖4給出了I／Q正交下變頻器的一路混頻器?；祛l器的設(shè)計需要仔細(xì)選擇每一個參數(shù)來平衡增益、線性度與噪聲之間的矛盾。由于處于接收機射頻信號最強處，往往混頻器對線性度的要求很高。本文采用Gilbert單元有源雙平衡混頻器，具有較高的各端口之間的隔離度?？鐚?dǎo)級晶體管源極直接接地，以提高混頻器的線性度。電路中還采用電流注入技術(shù)，以降低混頻器開關(guān)管的低頻噪聲，同時可以增大跨導(dǎo)級電流，改善線性度。

Gilbert單元的IIP3可以表示為：

式中：I和K分別是跨導(dǎo)電路的偏置電流和跨導(dǎo)參數(shù)。

當(dāng)本振信號是正弦波時，與開關(guān)對管有關(guān)的噪聲為：

式中：A為本振信號的幅度；ISW為開關(guān)對管的偏置電流。

分析式(4)和式(5)，需要增大跨導(dǎo)差分對管的偏置電流來提高混頻器的線性度，同時又必須減小開關(guān)對管的偏置電流來降低開關(guān)噪聲，因此，需要采用電流注入技術(shù)來解決二者之間的矛盾。

2.3 交流耦合

直流偏移的解決是直接下變頻結(jié)構(gòu)的難點之一。這里可以采用一個去直流的高通濾波器，該濾波器具有很低的拐角頻率。

圖5描述了文獻(xiàn)[2]的研究結(jié)果關(guān)于高通濾波器的拐角頻率對傳輸數(shù)據(jù)恢復(fù)的影響。

研究結(jié)果表明，當(dāng)高通濾波器的fC為傳輸數(shù)據(jù)速率的0.1％時，數(shù)據(jù)能夠被正確地傳輸和恢復(fù)。針對IEEE 802.11接收機fC設(shè)計應(yīng)該達(dá)到10 kHz。

圖6是交流耦合高通濾波器的具體實現(xiàn)電路。采用線性區(qū)MOS器件提供兆歐級電阻，可以節(jié)省電阻面積。

設(shè)計偏置電路，使M1工作在飽和區(qū)，M2工作在線性區(qū)，那么，

如果L2=L1，W1=W2，則Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

電路設(shè)計時需要注意2個問題：一是M1和M2開啟電壓的失配，因此需要將晶體管過驅(qū)動電壓設(shè)計大于200 mV抑制失配的影響；二是由于輸入信號電平導(dǎo)致M2的Ron2變化，幸運的是，鑒于信號波形特性，信道內(nèi)的失真容限很高，而耦合電容在鄰信道頻率呈現(xiàn)較低阻抗，信道外失真較大。

2.4 基帶線性放大器

圖7是基帶線性放大器和差分高通濾波器的完整電路。

與圖6不同的是，M2、M3共用一個M1晶體管做偏置?；鶐Х糯笃鞑捎脝喂苤苯訋ж?fù)載電阻輸出，以提高電路的線性度，改善系統(tǒng)整體性能。

2.5 信道選擇濾波器

圖8是簡單的信道選擇濾波器電路。其中運算放大器連接成單位增益，可以用源極跟隨器實現(xiàn)，但為了降低引入閃爍噪聲，源極跟隨器應(yīng)該使用大尺寸的晶體管。

信道選擇濾波器的傳輸函數(shù)計算公式為：

2.6 l／f閃爍噪聲

在直接下變頻結(jié)構(gòu)中，l／f閃爍噪聲是不可避免的，需要設(shè)計者仔細(xì)考慮。然而對于IEEE 802.11b／g協(xié)議的22 MHz信道帶寬(基帶信號占用11 MHz以內(nèi)的頻帶)，具有幾百kHz拐角頻率閃爍噪聲的影響可以降到忽略不計的程度。證明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f(200 kHz)=Sth，這里Sl／f和Sth分別表示l／f噪聲和熱噪聲的功率譜密度。假設(shè)Sl／f=K／f，其中K=(200 kHz)×Sth。下面計算從10 kHz到11 MHz總的噪聲：

如果電路沒有閃爍噪聲，總的噪聲功率為：V2n=(11 MHz)Sth，僅僅低了0.2 dB。根據(jù)文獻(xiàn)[2]分析，即使考慮到100 Hz的閃爍噪聲，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，這里低頻閃爍噪聲并不足以影響系統(tǒng)整體性能指標(biāo)。

3 版圖和設(shè)計結(jié)果

接收機射頻前端使用TSMC 0.18μm CMOS工藝實現(xiàn)，版圖面積為1 280μm×1 200μm。圖9給出了整個系統(tǒng)的版圖照片。

圖10是系統(tǒng)低頻基帶部分的傳輸函數(shù)，-3 dB帶寬為9 kHz～11 MHz。

接收機前端性能總結(jié)如下：輸入頻率為2.4 GHz，噪聲系數(shù)為3.5 dB，電壓增益為31 dB，S11為小于-15 dB，IIP3為-8 dBm，IP2為大于+30 dB，輸入ldB功率為-25 dB，采用工藝為CMOS 0.18μm，功耗為32 mW?？梢钥闯?，在兼顧低功耗和線性度同時，獲得了非常好的增益和噪聲性能。