基于感應(yīng)耦合的UHF寬頻帶電子標(biāo)簽設(shè)計
參考文獻(xiàn)[1]指出，在產(chǎn)品電子代碼(EPC)應(yīng)用中，近距離工作的RFID頻率統(tǒng)一集中在13.56 MHz，而遠(yuǎn)距離工作的RFID頻率定位于UHF頻段。由于各國、各地區(qū)對UHF頻段RFID應(yīng)用的界定存在不同，例如：美國標(biāo)準(zhǔn)為902 MHz～928 MHz，歐洲為865 MHz～868 MHz，日本為950 MHz～956 MHz,中國為840 MHz～845 MHz和920 MHz～925 MHz兩個頻段。因此，設(shè)計UHF RFID全頻段覆蓋的電子標(biāo)簽以滿足世界各國的要求，使電子標(biāo)簽具有通用性，是電子標(biāo)簽(天線)設(shè)計的一個目標(biāo)。
對于無源電子標(biāo)簽，僅當(dāng)標(biāo)簽芯片接收的能量大于它的最小門限功率Pth時才能正常工作。為了提高閱讀距離，就需要實(shí)現(xiàn)標(biāo)簽芯片與標(biāo)簽天線阻抗間的共軛匹配。但是，標(biāo)簽天線一般采用變形偶極子天線，其諧振點(diǎn)并不一定是阻抗匹配點(diǎn)。參考文獻(xiàn)[2]提出的電磁耦合饋電很好地解決了這個問題。參考文獻(xiàn)[3]采用一個饋電單元，2個均勻分布的輻射單元組成雙輻射邊天線達(dá)到很高的增益，但全向性不好。參考文獻(xiàn)[4]提出一種UHF全向性天線，盡管帶寬可以達(dá)到要求，但是諧振深度不夠（S11<-10 dB）而且具有較大的尺寸。本文采用非均勻分布的彎折支節(jié)為耦合單元，設(shè)計了一款標(biāo)簽天線，帶寬（S11<-22 dB）為180 MHz，不僅覆蓋了UHF全頻帶，而且具有較好的諧振深度和較小的標(biāo)簽天線尺寸。在此基礎(chǔ)上，進(jìn)一步研究了感應(yīng)單元與饋電單元的距離，以及饋電單元的形狀為矩形、三角形、梯形時標(biāo)簽天線的性能。
1 耦合原理分析
根據(jù)參考文獻(xiàn)[5]，這種天線模型可以等效為如圖1所示的天線模型。當(dāng)寄生單元無限長時，圖1模型可以等效為圖2所示的等效電路模型。
圖2中，寄生單元等效為左回路的L1、R、C，其中R等效為輻射體的自電阻。而饋電單元等效為右回路，L2等效為饋電單元的自電感。由于饋電單元的自阻抗非常小，所以在等效電路中被忽略了。
根據(jù)參考文獻(xiàn)[6]的電路分析理論，對圖2回路列KVL可以得到：
從式(8)可以看到，諧振狀態(tài)的阻抗實(shí)部只與互感有關(guān)，而虛部與L2有關(guān)。由于互感M與耦合距離有關(guān)，所以天線阻抗的實(shí)部與寄生單元離饋電單元的距離有關(guān)，而虛部只與饋電單元自身的形狀有關(guān)。由此，可以看到在諧振點(diǎn)附近耦合加載對天線實(shí)虛部可起到單獨(dú)調(diào)節(jié)的作用。
2 天線的設(shè)計與研究
參考文獻(xiàn)[7]提出一種標(biāo)簽天線結(jié)構(gòu)，寄生單元部分的分支采用均勻分布。而本文為了實(shí)現(xiàn)標(biāo)簽天線和標(biāo)簽芯片之間的阻抗匹配，寄生單元的分支采用非均勻分布。標(biāo)簽天線的建模如圖3所示，結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示。該天線由饋電環(huán)和輻射體兩部分組成。饋電單元由矩形構(gòu)成，與標(biāo)簽芯片直接相連。而輻射體是由非均勻分布的彎折支節(jié)構(gòu)成。在本設(shè)計中，當(dāng)所選用的芯片在915 MHz時，對外呈現(xiàn)的阻抗為Z=18.1-j149 Ω，遵循ISO-18000 6C協(xié)議。為了實(shí)現(xiàn)標(biāo)簽芯片與標(biāo)簽天線之間最大功率傳輸,所要求的天線阻抗在諧振頻率處應(yīng)為18.1+j149 Ω。
圖3所示天線蝕刻在厚度為0.2 mm，相對介電常數(shù)為4.4的FR4介質(zhì)基板上,天線的大小為50 mm×20 mm。HFSS建模仿真分析的結(jié)果如圖4所示。從圖4可以看到，在S11<-22 dB，即VSWR<1.2時,天線的帶寬為0.82 GHz～1 GHz，完全覆蓋了UHF全頻段(0.84 GHz～0.96 GHz)，且具有較好的VSWR。方向圖如圖4(c)所示。
現(xiàn)在根據(jù)以上討論，研究寄生單元距饋電點(diǎn)的距離和饋電單元的形狀對天線性能的影響。
2.1 耦合間距對天線性能的影響
從以上分析可以看到，根據(jù)(8)式，當(dāng)天線在諧振狀態(tài)時，阻抗的實(shí)部是只受互感影響的，而互感與寄生單元和饋電單元的間距有關(guān)。距離對天線的影響如圖5所示。從圖5(b)可以看到，隨著間距的增加，天線阻抗的實(shí)部在減小，而虛部基本保持不變，這一點(diǎn)與理論分析的結(jié)果基本相同。
對于寄生單元加載技術(shù)，寄生單元的電流是由場感應(yīng)產(chǎn)生的，而且這種單元不與傳輸線相連接。當(dāng)λ/2的寄生單元為電感性(長度大于諧振長度)時，起反射器的作用；為電容性(長度小于其諧振長度)時，起引向器的作用[8]。下面簡單分析寄生單元對天線的性能影響。
記受激單元為1#，寄生單元為2#，則帶有寄生單元的偶極子陣與單獨(dú)λ/2偶極子的增益之比為[8]:
從(9)式可以看出，如果讓Z22足夠大，即讓寄生單元失諧，則(9)式接近于1，這樣，帶有寄生單元的偶極子陣列將與普通偶極子的輻射場基本相同。從圖5(b)可以看到隨著距離的增大，阻抗的實(shí)部減小，從(8)式可以看到，當(dāng)阻抗的實(shí)部減小時，寄生單元的電阻R增大，在其他參數(shù)不變的條件下，由(9)式可以看到，隨著間距的增大，輻射方向圖更接近普通偶極子的方向圖。從式(9)也可以看出，寄生單元相對于受激單元的電流幅度及相位關(guān)系也依賴于寄生單元的調(diào)諧。這也體現(xiàn)在圖4(b)上。盡管天線不具有偶極子的結(jié)構(gòu)，卻具有偶極子的低的方向性。
2.2 饋電單元形狀對天線的影響
從(8)式可以看出，饋電單元自身的形狀將影響天線阻抗的虛部?？梢酝茢?，如果改變饋電環(huán)的形狀，則會改變天線阻抗的虛部，由于阻抗共軛匹配點(diǎn)并不一定是諧振點(diǎn)，諧振狀態(tài)只與阻抗的虛部有關(guān)，這樣不難推出，當(dāng)饋電環(huán)的形狀改變時，天線的諧振狀態(tài)也會隨之發(fā)生變化。而諧振頻點(diǎn)是偏大還是偏小取決于虛部的變化情況。為了排除饋電點(diǎn)的位置對天線性能的影響，這里分別在保持饋電的位置和底邊距離寄生單元的距離不變的狀態(tài)下，分別對比了矩形加載、三角形加載和梯形加載對天線性能的影響。
三種狀態(tài)下的天線模型如圖6所示，仿真分析結(jié)果如圖7所示。
從圖7可以看到，不同形狀的饋電單元對阻抗的實(shí)部影響很小，在915 MHz頻點(diǎn)，阻抗變化在1 Ω左右，而阻抗虛部變化很大，范圍在90～140 Ω之間，由于虛部變化較大，導(dǎo)致諧振頻點(diǎn)偏移。由于標(biāo)簽芯片對外呈現(xiàn)容性，所以需要標(biāo)簽天線呈感性來匹配。從圖7(b)可以看到，當(dāng)采用三角形加載時，阻抗的虛部很小，而諧振頻率是和電感與電容的乘積成反比的。這樣不難分析，當(dāng)采用三角形加載時，由于阻抗虛部減小，導(dǎo)致諧振頻率偏大。從阻抗匹配的角度來說，阻抗虛部的減小，又使標(biāo)簽天線與標(biāo)簽芯片失配，這樣反射系數(shù)明顯增大，如圖7(c)所示的S11變化。
從以上的仿真結(jié)果可以看到，仿真結(jié)果與理論分析基本吻合，這也證明了圖2電路近似等效的正確性。此外，通過分析驗(yàn)證可以發(fā)現(xiàn)，這種天線的制作和調(diào)諧是非常方便的，而且可以對天線的實(shí)部和虛部進(jìn)行單獨(dú)調(diào)節(jié)。標(biāo)簽天線樣品在制作調(diào)試過程中也驗(yàn)證了上述分析的有效性。
本文設(shè)計了一款UHF全頻帶天線，仿真結(jié)果表明，在0.82 GHz～1 GHz，VSWR<1.2，S11<-22 dB時，可以同時滿足中國、歐洲和美國的UHF射頻頻段標(biāo)準(zhǔn)。
這種標(biāo)簽天線是由彎折的感應(yīng)單元和環(huán)狀的饋電單元組成。通過理論分析可以知道，當(dāng)天線諧振時，天線阻抗的實(shí)虛部可以單獨(dú)調(diào)節(jié)。仿真分析的結(jié)果與理論分析基本吻合，樣品制作調(diào)試的過程也驗(yàn)證了分析與仿真所呈現(xiàn)出的規(guī)律，從而證明了理論分析的正確性。
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