目前，射頻前端技術(shù)已經(jīng)成為系統(tǒng)芯片設(shè)計制造領(lǐng)域非常重要又很活躍的研究方向，射頻放大器作為射頻前端的關(guān)鍵技術(shù)，是值得深入研究的課題。在移動通信(GSM和3G)、衛(wèi)星全球定位(GPS)、無線局域網(wǎng)(WLAN)和射頻識別(RFID)等領(lǐng)域，工作頻率都已經(jīng)達(dá)到GHz頻段，需要采用射頻前端技術(shù)，射頻放大器作為射頻前端技術(shù)的核心，引起了廣泛的關(guān)注。在射頻接收系統(tǒng)中，在低噪聲的前提下對信號進行放大是對射頻前端的基本要求，需要考慮放大器的噪聲系數(shù)和增益，同時由于射頻電路的波動性，放大器還需要考慮穩(wěn)定性和駐波比，因此對射頻放大器的設(shè)計也提出了更為嚴(yán)格的要求。本文基于復(fù)平面圓圖提出了一種小信號射頻放大器的分配方案。射頻放大器的輸入輸出駐波比、增益和噪聲系數(shù)這幾個指標(biāo)相沖突，各項指標(biāo)不能同時達(dá)到最優(yōu)，給出了單項參數(shù)達(dá)到最優(yōu)的條件，提出了提高射頻放大器綜合性能的分配方案，并給出了仿真曲線和仿真結(jié)果分析。
1 射頻放大器的主要參數(shù)
1．1 穩(wěn)定性
由于反射波的存在，射頻放大器在某些終端條件或工作頻率有產(chǎn)生振蕩的傾向，產(chǎn)生不穩(wěn)定，不再發(fā)揮放大器的作用?？梢杂脠D解法或解析法判定放大器的穩(wěn)定性，圖解法是觀察穩(wěn)定判別圓與史密斯圓圖的相對位置，當(dāng)放大器絕對穩(wěn)定時，穩(wěn)定判別圓包含史密斯圓圖或穩(wěn)定判別圓完全位于史密斯圓圖外；解析法是計算穩(wěn)定性因子，絕對穩(wěn)定要求穩(wěn)定性因子k>1。
1．2 增益
放大器的轉(zhuǎn)換功率增益為：
式中：為輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的有效增益；為晶體管的增益；為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的有效增益。恰當(dāng)?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)可以使放大器的增益大于晶體管的增益，GSmax和GLmax可以大于1。
1．3 噪聲系數(shù)
噪聲系數(shù)由放大器輸入端額定信噪比與輸出端額定信噪比的比值來確定。對放大器來說，噪聲的存在對整個設(shè)計有重要影響，在低噪聲的前提下對信號進行放大是對放大器的基本要求。二端口放大器的噪聲系數(shù)可以表示為：
1．4 輸入和輸出駐波比
信源與晶體管之間及晶體管與負(fù)載之間的失配程度用輸入和輸出電壓駐波比來描述，很多情況下放大器的駐波比必須保持在特定指標(biāo)之下。放大器的輸入和輸出電壓駐波比為：
2 射頻放大器的分配方案
2．1 單項參數(shù)達(dá)到最優(yōu)的條件
(1)增益達(dá)到最優(yōu)與輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)均有關(guān)。當(dāng)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)能保證晶體管的輸入和輸出端分別實現(xiàn)共扼匹配時，這時晶體管既能從源獲得最大輸入功率，又能輸出給負(fù)載最大功率，放大器可以實現(xiàn)最大增益。
(2)噪聲系數(shù)達(dá)到最優(yōu)僅與輸入匹配網(wǎng)絡(luò)有關(guān)。噪聲系數(shù)可以表示為：
的關(guān)系為。當(dāng)源的反射系數(shù)時，F(xiàn)=Fmin，噪聲系數(shù)最小。
(3)駐波比達(dá)到最優(yōu)與輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)均有關(guān)。源失配因子，用來衡量傳送到晶體管輸入端的功率Pin占信源資用功率PAVS的比例。 負(fù)載失配因子，用來衡量傳送到負(fù)載的功率PL占晶體管資用功率PAVS的比例。放大器輸入和輸出的反射系數(shù)與源和負(fù)載失配因子的關(guān)系為：
2．2 分配方案
基于復(fù)平面圓圖圖解的方法分析分配方案如下：
(1)在圓圖上畫出等增益曲線。在圓圖上畫出輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的等增益曲線和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的等增益曲線，它們的曲線方程分別為：
式中：。小信號時所有輸入等增益曲線為圓，增益值越大，圓半徑越小，最大增益時等增益圓半徑為零，縮為一個點。分配輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的有效增益，然后在史密斯圓圖上給出輸入等增益曲線，在等增益曲線上選源反射系數(shù)，使輸出與輸入對偶。
(2)在圓圖上畫出等噪聲曲線。等噪聲曲線的方程為：
小信號時等噪聲系數(shù)曲線為圓，所有等噪聲系數(shù)圓的圓心都落在史密斯圓圖原點與連線上，噪聲系數(shù)越大，圓的半徑越大，噪聲系數(shù)最小，在史密斯圓圖上縮為一個點。在等噪聲系數(shù)曲線內(nèi)選源反射系數(shù)，并注意選點落在等增益曲線上。
(3)計算輸入與輸出駐波比，并計算穩(wěn)定性因子。
(4)若輸入與輸出駐波比以及穩(wěn)定性因子不滿足指標(biāo)要求，重復(fù)步驟(2)和(3)，以滿足指標(biāo)要求。
(5)確定匹配網(wǎng)絡(luò)。
3 仿真結(jié)果
3．1 晶體管參數(shù)
本文放大器的晶體管采用hp_AT-4151l，首先對晶體管的參數(shù)進行仿真，晶體管hp_AT-41511的S參數(shù)仿真曲線如圖1所示，仿真曲線的頻率范圍為100 MHz～5．1 GHz。圖1給出了2．4 GHz時晶體管的參數(shù)。S11=0．470∠148°，表明輸入端匹配很差；S12=-18.636dB，表明單向性較好；S21=7．373 dB，這是晶體管的增益，放大器的增益還需計入輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的等效增益；S22=0．420∠-51°，表明輸出端匹配較差。在2．4 GHz，晶體管的噪聲系數(shù)為2．145。
3．2 仿真結(jié)果
本文的仿真中放大器的中心頻率選為2．43 GHz，帶寬為10 MHz，系統(tǒng)的特性阻抗為50 Ω。采用單支節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)，微帶線基板的厚度為O．8 mm，基板的相對介電常數(shù)為4．3，基板的相對磁導(dǎo)率為1，基板的損耗角正切為O．001，微帶線導(dǎo)體層的厚度為O．03 mm，導(dǎo)體的電導(dǎo)率為5．88×107，微帶線表面粗糙度為0 mm。同時，添加輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，對放大器的參數(shù)進行仿真，本文給出了幾組仿真曲線。
放大器輸入反射系數(shù)dB(S11)-freq的曲線如圖2(a)所示，放大器輸出反射系數(shù)dB(S22)-freq的曲線見圖2(b)，圖2中標(biāo)記m1和m4所在的曲線給出了放大器第一種狀態(tài)；標(biāo)記m2和m5所在的曲線給出了放大器第二種狀態(tài)；標(biāo)記m3和m6所在的曲線給出了放大器第三種狀態(tài)。由圖2可以看出，放大器的第一種狀態(tài)輸入和輸出端匹配狀態(tài)最好，第三種狀態(tài)輸入和輸出端匹配狀態(tài)最差。
放大器增益dB(S21)-freq曲線如圖3所示，標(biāo)記m7所在的增益曲線對應(yīng)圖2的第一種狀態(tài)；標(biāo)記m8所在的增益曲線對應(yīng)圖2的第二種狀態(tài)；標(biāo)記m9所在的增益曲線對應(yīng)圖2的第三種狀態(tài)。由圖可以看出，放大器第一種狀態(tài)的增益最大，第三種狀態(tài)的增益最小，也即輸入和輸出端駐波比狀態(tài)越好，增益越大。
放大器反向隔離dB(S12)-freq曲線如圖4所示，標(biāo)記m10所在的隔離曲線對應(yīng)圖2的第一種狀態(tài)；標(biāo)記m11所在的隔離曲線對應(yīng)圖2的第二種狀態(tài)；標(biāo)記m12所在的隔離曲線對應(yīng)圖2的第三種狀態(tài)。由圖可以看出，該放大器的隔離良好，輸入和輸出端的駐波比狀態(tài)越差，隔離越好。
放大器噪聲系數(shù)nf-freq曲線如圖5所示，標(biāo)記m13所在的噪聲系數(shù)曲線對應(yīng)圖2的第一種狀態(tài)；標(biāo)記m14所在的噪聲系數(shù)曲線對應(yīng)圖2的第二種狀態(tài)；標(biāo)記m15所在的噪聲系數(shù)曲線對應(yīng)圖2的第三種狀態(tài)。由圖可以看出，噪聲系數(shù)受到反射系數(shù)的影響，反射系數(shù)越小，噪聲系數(shù)越大。
4 結(jié)語
本文基于復(fù)平面圓圖提出了一種小信號時射頻放大器的分配方案，分析了射頻放大器的特性，給出了增益、駐波比和噪聲系數(shù)單項參數(shù)達(dá)到最優(yōu)的條件，提出了一種參數(shù)分配方法。仿真結(jié)果表明，輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)可以帶來等效增益，駐波比越小，增益越大，隨駐波比的減小，噪聲系數(shù)增大，在失配受限時，減小增益會降低噪聲系數(shù)。本文提出的分配方案是非常實際的問題，并可為其他射頻放大器設(shè)計提供參考。
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