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[導(dǎo)讀]0引言  近年來(lái),隨著無(wú)線通信業(yè)務(wù)的迅速發(fā)展,通信頻段已經(jīng)越來(lái)越擁擠。1985年美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)授權(quán)普通用戶可以使用902MHz,2.4GHz和5.8GHz三個(gè)“工業(yè)、科技、醫(yī)學(xué)”(ISM)頻段。ISM頻段為無(wú)線

0引言

  近年來(lái),隨著無(wú)線通信業(yè)務(wù)的迅速發(fā)展,通信頻段已經(jīng)越來(lái)越擁擠。1985年美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)授權(quán)普通用戶可以使用902MHz,2.4GHz和5.8GHz三個(gè)“工業(yè)、科技、醫(yī)學(xué)”(ISM)頻段。ISM頻段為無(wú)線通信設(shè)備提供了無(wú)需申請(qǐng)?jiān)诘桶l(fā)射功率下就能直接使用的產(chǎn)品頻段,極大地推動(dòng)了無(wú)線通信產(chǎn)業(yè)的發(fā)展。雖然目前無(wú)線數(shù)字通信技術(shù)已經(jīng)相當(dāng)成熟,但射頻設(shè)計(jì)仍然是移動(dòng)通信設(shè)計(jì)的瓶頸。射頻電路的設(shè)計(jì)主要圍繞著低成本、低功耗、高集成度、高工作頻率和輕重量等要求而進(jìn)行。ISM頻段的射頻電路的研究對(duì)未來(lái)無(wú)線通信的發(fā)展具有重大的意義。國(guó)內(nèi)外許多文獻(xiàn)都對(duì)此作了研究,文獻(xiàn)[2]中介紹了在無(wú)線高速數(shù)據(jù)通信環(huán)境下,2.4GHz發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[3]介紹了一種低功耗的CMOS集成發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)。

  ADS(AdvancedDesignSystem)軟件是Agilent公司在HPEESOF系列EDA軟件基礎(chǔ)上發(fā)展完善的大型綜合設(shè)計(jì)軟件。它功能強(qiáng)大能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優(yōu)化設(shè)計(jì)廣泛應(yīng)用于通信航天等領(lǐng)域。本文主要介紹了如何使用ADS設(shè)計(jì)收發(fā)系統(tǒng)射頻前端,并在ADS的模擬和數(shù)字設(shè)計(jì)環(huán)境下進(jìn)行一些仿真。

  l發(fā)射端的建模與仿真

  由于設(shè)計(jì)是建立在實(shí)驗(yàn)室中已有的中頻調(diào)制和解調(diào)的硬件基礎(chǔ)上的,因此發(fā)射端和接收端不考慮信號(hào)的調(diào)制和解調(diào)過(guò)程。實(shí)驗(yàn)室中的中頻調(diào)制模塊可以輸出大概8~10dBm的40MHz已調(diào)中頻信號(hào),經(jīng)過(guò)分析選擇,該發(fā)射端的各個(gè)模塊均參考MAXlM公司的集成模塊的參數(shù)而設(shè)計(jì)。本地振蕩器采用的是MAX2700。MAX2700是壓控振蕩器,通過(guò)設(shè)計(jì)合適的外圍電路可以使它輸出2.4GHz的信號(hào)?;祛l器采用的是MAX2660,MAX2660是有源混頻器,可以提供一定的增益。功率放大器采用的是MAX2240,MAX2240的最大輸出功率是15.3dBm。發(fā)射端所用到的濾波器可以使用ADS軟件中的濾波器設(shè)計(jì)工具進(jìn)行設(shè)計(jì)。由于實(shí)際的濾波器的插入損耗大概為1~2dB,該設(shè)計(jì)中取濾波器的插入損耗均為1dB。通過(guò)在ADS軟件中的模擬電路設(shè)計(jì)環(huán)境進(jìn)行建模。

  在該發(fā)射端模型中,中頻信號(hào)為40MHz,-10dBm大小的信號(hào)。在ADS的模擬設(shè)計(jì)環(huán)境下,對(duì)該發(fā)射端進(jìn)行設(shè)計(jì)并作預(yù)算仿真,該仿真主要是為了測(cè)量各個(gè)模塊的增益、噪聲系數(shù)、三階互調(diào)截點(diǎn)等。該仿真過(guò)程如圖1所示。

  從表1仿真結(jié)果中可以看出,整個(gè)發(fā)射端的總增益為17.783dB。輸入的中頻信號(hào)為-10dBm,所以功率放大器輸出的射頻信號(hào)大小為7.783dBm。

  2接收端的建模與仿真

  接收端在設(shè)計(jì)中要考慮增益、噪聲系數(shù)、靈敏度等因素,比發(fā)射端的設(shè)計(jì)更為復(fù)雜。由于接收端包含很多有源器件,有源器件的非線性對(duì)整個(gè)接收系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生很大的影響,比如當(dāng)只輸入一個(gè)信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)增益壓縮,當(dāng)輸入兩個(gè)以上的信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)互相調(diào)制等。在本設(shè)計(jì)中,中頻解調(diào)模塊大概也需要8~10dBm的信號(hào)大小,經(jīng)過(guò)分析,低噪聲放大器采用的是MAX2641,MAX2641的增益為13.5dB,噪聲系數(shù)為1.5dB。混頻器采用的是MAX2682,MAX2682的增益為7.9dB,噪聲系數(shù)為13.4dB,本地振蕩器與發(fā)送端的相同。使用ADS對(duì)接收端進(jìn)行建模,如圖2所示。

  由于各個(gè)模塊的參數(shù)均為已知,通過(guò)計(jì)算可以得出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù),三階互調(diào)截點(diǎn)等。

  噪聲系數(shù)定義為系統(tǒng)輸入信噪功率比(SNR)i=Pi/N,與輸出信噪功率比(SNR)o=Po/No的比值,常用F表示。噪聲系數(shù)表征了信號(hào)通過(guò)系統(tǒng)后,系統(tǒng)內(nèi)部噪聲造成信噪比惡化的程度。噪聲系數(shù)常用NF(單位為dB)表示。根據(jù)噪聲系數(shù)的級(jí)聯(lián)式:

  可以計(jì)算出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù),系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)就是從圖3中的低噪聲放大器向輸出端方向看過(guò)去,所表現(xiàn)出的噪聲系數(shù),也可以理解為當(dāng)接收信號(hào)由低噪聲放大器傳輸?shù)捷敵龆耍邮斩藢?duì)信噪比的惡化程度。利用公式(1)經(jīng)過(guò)計(jì)算得到系統(tǒng)的噪聲系數(shù)F=2.582dB,NF=4.12dB。三階截點(diǎn)IP3定義為三階互調(diào)功率達(dá)到和基波功率相等的點(diǎn),此點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的輸入功率表示為IIP3,此點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的輸出功率表示為OIP3。根據(jù)三階互調(diào)截點(diǎn)的級(jí)聯(lián)式:

  可得,系統(tǒng)總的IIP3=-9.75dBm。同樣在模擬設(shè)計(jì)環(huán)境下,對(duì)接收端進(jìn)行預(yù)算仿真,仿真結(jié)果如表2所示。

從表2的仿真結(jié)果可以看出整個(gè)接收端的增益為17.205dB,假設(shè)接收天線接收到的信號(hào)為-30dBm,則接收到的中頻信號(hào)大小為-12.795dBm。中頻信號(hào)的仿真值略低于中頻接收端所需要的信號(hào)大小,這可以用驅(qū)動(dòng)放大器來(lái)增加信號(hào)的大小。另外由仿真結(jié)果可以看出接收端總的噪聲系數(shù)為4.151dB,而計(jì)算出的結(jié)果為4.12dB。仿真的接收端的三階輸入截點(diǎn)為-10.124dBm,而計(jì)算出的為-9.75dBm。以上結(jié)果有一定的差異,該差異是由增益壓縮等因素所引起的。接收機(jī)的一個(gè)很重要指標(biāo)是靈敏度,它定義為:在給定的信噪比的條件下,接收機(jī)所能檢測(cè)的最低輸入信號(hào)電平。靈敏度與所要求的輸出信號(hào)質(zhì)量即輸出信噪比有關(guān),還與接收機(jī)本身的噪聲大小有關(guān)。接收機(jī)的靈敏度可由下式計(jì)算得出:

 

  假設(shè)接收機(jī)輸入端滿足共軛匹配,由源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的噪聲輸送給接收機(jī)的噪聲功率為其額定輸出,即:

  假設(shè)Ta=290K,則NRS=-174dBm/Hz。所以靈敏度可表示為:

  在本設(shè)計(jì)中,NF=4.12dB,B=6MHz,當(dāng)(SNR)0,min=10dB時(shí),由式(5)計(jì)算可得:pin,min=92.08dBm。接收機(jī)所接收的信號(hào)強(qiáng)弱是變化的,通信系統(tǒng)的有效性取決于它的動(dòng)態(tài)范圍,即高性能的工作所能承受的信號(hào)變化范圍。動(dòng)態(tài)范圍的下限是靈敏度,上限由最大可接受的信號(hào)失真決定。在本設(shè)計(jì)中考慮的是低噪聲放大器的輸入端的動(dòng)態(tài)范圍。動(dòng)態(tài)范圍可由式(6)得到:

  利用式(6)計(jì)算可得:DRF=51.58dB。

  利用ADS軟件對(duì)接收端進(jìn)行S參數(shù)仿真,該仿真可以用于測(cè)量各個(gè)器件的S參數(shù)等。在本仿真中,可以看成是當(dāng)2~3GHz,以1MHz為步長(zhǎng)的各個(gè)頻率分量通過(guò)該接收端時(shí),接收端對(duì)各個(gè)頻率分量的增益或衰減大小的仿真。仿真模型及仿真結(jié)果如圖3,圖4所示。

從圖4可以看到接收到的有用射頻信號(hào)和該信號(hào)所對(duì)應(yīng)的鏡像頻率信號(hào)的大小。由于在混頻器前有抑制鏡像頻率信號(hào)的帶通濾波器,所以鏡像頻率信號(hào)與有用射頻信號(hào)相比非常小。如果沒(méi)有混頻器前的濾波器則會(huì)出現(xiàn)圖4(b)的仿真結(jié)果。鏡像頻率信號(hào)與混頻器混頻后會(huì)得到與中頻信號(hào)頻率相同的干擾信號(hào),這一干擾信號(hào)無(wú)法通過(guò)濾波器移除,這樣就會(huì)形成對(duì)有用信號(hào)的干擾,使信噪比下降。因此在混頻器前放置高Q值的濾波器對(duì)抑制鏡像干擾非常重要。

  利用ADS軟件對(duì)接收端進(jìn)行大信號(hào)s參數(shù)仿真,用此工具對(duì)接收端進(jìn)行仿真主要是為了測(cè)試接收端的1dB增益壓縮點(diǎn)P1db仿真的結(jié)果如圖5所示。

  由仿真結(jié)果可以看出當(dāng)輸入的信號(hào)功率為-19.45dBm時(shí),接收端的總增益壓縮1dB。將發(fā)射端與接收端連接起來(lái),并加入發(fā)射天線和接收天線,就可以構(gòu)成整個(gè)收發(fā)系統(tǒng)的射頻前端模型。然后對(duì)整個(gè)射頻前端進(jìn)行了諧波平衡仿真,仿真的原理圖如圖6所示,仿真結(jié)果如圖7所示。

  由于信號(hào)頻率很高,如果通過(guò)發(fā)射天線發(fā)射到自由空間中,經(jīng)過(guò)傳輸會(huì)產(chǎn)生巨大的損耗,該損耗可由式(7)算出:

  假設(shè)傳輸?shù)木嚯x為d=1m,則Lf△40dB。實(shí)際的傳輸路徑并不是自由空間,而是比自由空間更為復(fù)雜的通信環(huán)境,在無(wú)線通信的損耗預(yù)測(cè)中,可以用Okumura或是Egli模型進(jìn)行估計(jì)。在仿真中設(shè)置接收天線的增益為10dB,以使接收到的信號(hào)達(dá)到中頻解調(diào)的要求。由上面的仿真結(jié)果可以看出信號(hào)通過(guò)整個(gè)射頻前端時(shí)的信號(hào)頻率和大小的變化,設(shè)計(jì)的射頻前端可以滿足無(wú)線通信的要求。

  3結(jié)語(yǔ)

  通過(guò)對(duì)實(shí)際的集成射頻模塊的選擇,以及利用ADS對(duì)射頻前端的仿真,可以得到系統(tǒng)的一些重要性能指標(biāo),通過(guò)對(duì)這些性能指標(biāo)進(jìn)行分析,可以得出設(shè)計(jì)的射頻收發(fā)端是可行的,可以滿足實(shí)際無(wú)線通信環(huán)境對(duì)射頻系統(tǒng)的要求。另外,為了能夠在實(shí)際的應(yīng)用中使收發(fā)前端實(shí)現(xiàn)最佳的性能,設(shè)計(jì)可以對(duì)噪聲與非線性的影響作進(jìn)一步的分析,通過(guò)分析可以選用更合適的射頻模塊或?qū)﹄娐愤M(jìn)行一些改進(jìn),以滿足特殊的信道對(duì)射頻前端的要求。

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