3GHz～5GHz CMOS超寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)

超帶寬UWB(Ultra-Wideband)技術(shù)具有抗干擾能力強(qiáng)、傳輸速率高、帶寬極寬、功耗傳輸?shù)偷葍?yōu)勢(shì)，近年來已成為國內(nèi)外的研究熱點(diǎn)，并在短距離傳輸、高速無線LAN和成像處理等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1]。不論在傳統(tǒng)的無線接收結(jié)構(gòu)還是在UWB接收系統(tǒng)中，低噪聲放大器LNA(Low- Noise Amplifier)作為射頻前端的關(guān)鍵器件，有著至關(guān)重要的作用。其可在盡可能低地引入額外噪聲的情況下放大微弱信號(hào)，同時(shí)具有良好的噪聲性能、合理的平坦增益、良好輸入輸出匹配程度和較高的線性度等特性。

在傳統(tǒng)的UWB LNA設(shè)計(jì)中，一般采用分布式和并聯(lián)電阻反饋式技術(shù)。分布式技術(shù)具有較好的寬帶特性和輸入匹配特性，但功耗和芯片面積較大，并且噪聲系數(shù)NF(Noise Figure)較高。而反饋式技術(shù)的額外電阻會(huì)導(dǎo)致噪聲性能的惡化，因此不太適合LNA設(shè)計(jì)。濾波器匹配結(jié)構(gòu)是目前較流行的UWB LNA結(jié)構(gòu)，其擁有良好的增益平坦度和較優(yōu)的噪聲性能等優(yōu)點(diǎn)，而窄帶PCSNIM結(jié)構(gòu)的NF、輸入輸出阻抗匹配和功耗等指標(biāo)性能較好。因此，本文設(shè)計(jì)思路是在窄帶PCSNIM LNA的輸入輸出端引入高階帶通濾波器，這樣既保證了噪聲性能、阻抗匹配和功耗等指標(biāo)不被惡化，更能拓展系統(tǒng)的寬帶。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此方案取得了不錯(cuò)的效果。

1 超寬帶低噪聲放大器(UWB LNA)的提出

UWB LNA的電路如圖1所示，其中I_DC、M3和R1構(gòu)成偏置電路，I_DC提供穩(wěn)定的偏置電流，其值為60 μA。晶體管M1與M3在直流工作時(shí)形成電流鏡;電阻R1可減少偏置電路對(duì)輸入的影響并補(bǔ)償M3管的柵源極電容(Cgs)效應(yīng)，其取值為3 000 Ω;NMOS型的 M1管源極接源簡(jiǎn)并反饋電感Ls，構(gòu)成去耦電路，以降低系統(tǒng)Q值和系統(tǒng)功耗;附加電容Ce可優(yōu)化噪聲系數(shù)和Ls值，從而減少系統(tǒng)的芯片面積;分立元件 L1、L2、L3、C1和C0構(gòu)成五階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò)，以拓展輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶; M2提供良好的反向隔離度，并能有效抑制M1管的Miller效應(yīng);為折中考慮噪聲性能和功耗等指標(biāo)，需合理選擇M1和M2管的柵寬，一般取M1和M2尺寸相同(為80 μm); M1和M2的級(jí)間匹配由Lm和Cm構(gòu)成，能彌補(bǔ)電容Ce引起的增益下降，并可適當(dāng)優(yōu)化電路的噪聲性能;M2漏端L4、Rd和C2形成并聯(lián)低Q值負(fù)載結(jié)構(gòu)，以提高輸出網(wǎng)絡(luò)匹配程度和減少輸出回波損耗。此外，電阻Rd還可提高電路的穩(wěn)定度; C3、C4、C5、L5和L6構(gòu)成五階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò)，具有擴(kuò)展輸出帶寬和選頻的功能。

2 理論分析

圖 2為典型的窄帶PCSNIM LNA電路結(jié)構(gòu)。簡(jiǎn)并電感LS值在不是很大情況下，能較容易地實(shí)現(xiàn)噪聲和輸入阻抗的同時(shí)匹配，并能降低系統(tǒng)的功耗。然而LS不能太大，否則會(huì)導(dǎo)致電路噪聲系數(shù)的惡化。為解決功耗和噪聲性能相互矛盾的問題，可在晶體管M1的柵源極并聯(lián)一附加電容Ce。LS和最小噪聲系數(shù)表達(dá)式如下：

其中，c為柵-漏極噪聲的相關(guān)系數(shù);δ為與工藝相關(guān)的噪聲參數(shù)，且δ=2γ;ωT為特征頻率，取決于CMOS工藝而與晶體管尺寸無關(guān);Ct=Ce+Cgs，Cgs≈(2/3)WLCOX。由式(2)可以看出，最小噪聲系數(shù)表達(dá)式不包含Ce，說明額外電容Ce并沒有惡化LNA的噪聲性能，且與電感LS成反比，從而達(dá)到穩(wěn)定噪聲因子Fmin的目的。

在理想的輸入阻抗匹配條件下，UWB LNA電壓增益Av與Ct的平方根成反比，說明引入Ce后，系統(tǒng)的增益會(huì)隨之降低。由于M1的輸出阻抗和M2的輸入阻抗都呈容性[2]，為解決Ce所引起的電壓增益下降的問題，可在晶體管M1和M2之間引入一并聯(lián)電感Lm和電容Cm，級(jí)間匹配如圖3所示，電感Lm和電容Cm與Cgs2(M2柵源極寄生電容)、Cgd1(M1柵漏極寄生電容)諧振，抵消Cgd1所引起的M1輸出容抗與Cgs2引起的M2輸入容抗，進(jìn)而提高系統(tǒng)增益和優(yōu)化噪聲性能。

3 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

為完成寬帶的輸入阻抗匹配，可在輸入端引入L2、L3和C0以構(gòu)成三階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò)，并在此基礎(chǔ)上通過加入無源器件L1和C1來擴(kuò)展UWB的寬帶，如圖4所示。窄帶PCSNIM LNA的輸入匹配阻抗Zin由式(3)確定[3]：

4 仿真結(jié)果分析

設(shè)計(jì)了一個(gè)基于TSMC 0.18 ?滋m CMOS工藝元件庫的超寬帶LNA，采用Agilent公司的ADS2008軟件進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，噪聲系數(shù)、增益、線性度和穩(wěn)定度等性能指標(biāo)都取得了較理想的效果。電路采用1.8 V直流電源供電，電流消耗為5.89 mA，功耗約為10.6 mW。

S參數(shù)分析：S11仿真對(duì)比如圖5所示，在UWB頻段間，引入電容Ce后，LNA的S11仿真結(jié)果：頻率為3 GHz時(shí)，S11=-14.342 dB;頻率為5 GHz時(shí)，S11=-14.868 dB。S11越小，電路的輸入回波損耗就越小，說明電容Ce的引入可大大減少系統(tǒng)的輸入回波損耗，從而實(shí)現(xiàn)輸入阻抗的匹配。圖6是正向增益S21的對(duì)比圖，其中實(shí)線、虛線分別為引入電容Ce前后的仿真結(jié)果，叉線為引入級(jí)間匹配后的結(jié)果。仿真結(jié)果表明，引入Ce會(huì)導(dǎo)致增益的惡化，而級(jí)間匹配可彌補(bǔ)Ce導(dǎo)致的增益下降，最終平均增益超過了13 dB。S22和S12仿真結(jié)果如圖7所示，引入輸出并聯(lián)負(fù)載結(jié)構(gòu)后，在整個(gè)UWB頻段內(nèi)，S22<-14 dB，說明并聯(lián)結(jié)構(gòu)能有效改善輸出反射值，系統(tǒng)的回波損耗得到了改善，從而防止信號(hào)泄露和增強(qiáng)系統(tǒng)穩(wěn)定性;而S12<-50 dB，說明電路的反向隔離度較好。

噪聲性能和穩(wěn)定性分析：噪聲系數(shù)仿真如圖8所示，噪聲系數(shù)NF：0.875 dB

線性度仿真分析：4.2 GHz時(shí)雙音輸出頻譜圖如圖10所示。圖中的B1為輸出三階互調(diào)失真信號(hào)的功率，記為PIMD， B2為輸出基波信號(hào)的功率，記為PFind。IIP3表達(dá)式為：IIP3=(ΔP/2)+Pin，Pin為輸入功率，設(shè)為-40 dBm，?駐P=PFind-PIMD，將圖中數(shù)據(jù)代入公式可得4.2 GHz 時(shí)的IIP3值為5.79 dBm。同理，當(dāng)輸出頻譜為3.6 GHz時(shí)，IIP3值為5.61 dBm。經(jīng)過多個(gè)中心頻率測(cè)試，最終可得UWB LNA的IIP3的平均值約為5.35 dB，說明電路取得了較好的線性度。

本文設(shè)計(jì)了一款具有低噪聲、高線性度等特性的UWB LNA。提出的LNA基于窄帶PCSNIM結(jié)構(gòu)，并在其

輸入輸出端引入了高階帶通濾波器。仿真結(jié)果表明，電路獲得了約為13.5 dB的正向增益和0.875 dB～4.072 dB的噪聲系數(shù)。此外，線性度和功耗等性能方面也取得了不錯(cuò)的效果。