[導(dǎo)讀]圖1和圖2中的正波峰檢測器電路不需要整流二極管，而使用了一個源極開路輸出的 TI TLC372快速比較器IC1。這兩種檢測器都簡單而廉價，可為VOUT提供一個緩沖的低阻抗輸出。
圖1和圖2中的正波峰檢測器電路不需要整流二極管，而使用了一個源極開路輸出的 TI TLC372快速比較器IC1。這兩種檢測器都簡單而廉價，可為VOUT提供一個緩沖的低阻抗輸出。另外，TLC372的典型輸入阻抗高達(dá)1012Ω，因而無需任何輸入緩沖級。如圖1所示，運放IC2A輸出端的檢測器輸出電壓為比較器施加一個反饋信號，用作與輸入信號振幅比較的基準(zhǔn)電平。當(dāng)?shù)谝淮渭由陷斎胄盘朧IN時，保持電容器C1上的電壓為0V，VOUT也是0V。
當(dāng)輸入信號比輸出電壓超出得更多時，比較器內(nèi)部的輸出MOSFET導(dǎo)通，并通過R1吸收電流。由于R2值相對較大，充電電流從IC2A的輸出端流入C1。經(jīng)過幾個周期的輸入信號后，C1上充入電荷逐漸增多，VOUT值上升到略高于VIN的峰值。一旦VOUT略大于VIN后，IC1的輸出MOSFET保持關(guān)斷，C1再沒有后續(xù)的充電電荷了。
IC2A的反相輸入端保持為虛擬的地電位，因而無論何時IC1的輸出MOSFET導(dǎo)通，R1上的電壓都近似等于負(fù)的供電電壓，即－Vs。因此，使用小阻值的R1可以使進(jìn)入C1的電流脈沖相對較大，這樣，電路就可以對輸入信號幅度的突增做出更快的響應(yīng)，即“快速上升”響應(yīng)。但是，如果R1的值過小，則VOUT上的正向紋波也會過強(qiáng)，導(dǎo)致VIN峰值處產(chǎn)生突發(fā)的振蕩。
當(dāng)R2值已知時，C1值就決定了電路的“延遲時間”。較大的電容量可將VOUT的負(fù)向紋波減至最小，這在處理低頻、低占空比脈沖串時可能很有用。然而，若C1值過大，則檢測器對輸入信號幅度突發(fā)衰減的響應(yīng)會過于遲鈍。注意，C1也會影響信號電平上升時間，例如，電容值加倍會使電路達(dá)到VIN峰值電平的時間也翻倍。
比較器的反饋路徑中含有運放IC2A，所以IC2A的偏移與誤差對電路的精度沒有影響。在低頻至中頻范圍內(nèi)，只有比較器的輸入偏移誤差會影響檢測器的整體精度。在高頻時，比較器的響應(yīng)時間成為一個主要因素，它會降低 VOUT精度，特別是當(dāng)頻率增加時, 情況會更糟。除了這些局限以外，電路從約50Hz至500kHz 頻率范圍內(nèi)都能夠很好的工作。圖2和表1顯示的是三種 VIN 峰值電平下，測試電路的正弦波頻率響應(yīng)與 VOUT 誤差的關(guān)系。
示波器圖顯示的是 400 kHz 時電路對 500 mV 峰值正弦波的響應(yīng)情況，其中輸出電壓為 488 mV，只略低于正波峰（圖 3）。該電路除了有出色的正弦波響應(yīng)以外，還能對占空比低至 5% 的方波表現(xiàn)出良好的效果。注意，IC2A的反相輸入端的虛擬接地限制了VOUT只能為正電壓。因此，電路只響應(yīng)真正的正電壓波峰，即高于0V的電壓峰值。如果輸入信號全部低于0V，VOUT只表現(xiàn)為平直的0V電壓。
R3、C2和IC2B構(gòu)成低通濾波器和緩沖器，雖然不是電路運行的必要部分，但可以將VOUT上的開關(guān)噪聲降低到最低。然而，運放IC2B固有的偏移誤差會影響濾波器的輸出電壓。
圖 4 是該電路的一個單電源供電版本，其中 RA 和 RB 在 IC2A 的正相輸入端設(shè)定了一個基準(zhǔn)電壓 VREF，從而IC2A 在反相輸入端保持一個等于VREF 的虛擬電位。因此，當(dāng)VIN 超過 VOUT 時，比較器的輸出端 MOSFET 導(dǎo)通，將輸出電壓下拉至0V，在R1上表現(xiàn)為一個等于VREF的電位。然后再為C1注入一個等于 VREF/R1的電流脈沖。大多數(shù)情況下，電路的行為與圖1中電路的一樣。在雙電壓線路版本中，VOUT不能低于運放非反相輸入端的電位。因此，即使VIN不需要中心定位在等于VREF的電位，但VIN的正向峰值電壓必須超過VREF，電路才能正常工作。
選擇VREF值時，要檢查運放IC2A和比較器IC1的輸入、輸出共模電壓范圍，以及輸入信號的最大峰峰擺幅。例如，將正的供電電壓VS設(shè)為10V，并設(shè)定RA=RB，使VREF=5V。檢測器可以接受從0V至約8V擺幅的輸入信號，因此檢測的正波峰電壓為5V至8V。記住要按照選定的VREF選擇R1
的值。
當(dāng)輸入信號比輸出電壓超出得更多時，比較器內(nèi)部的輸出MOSFET導(dǎo)通，并通過R1吸收電流。由于R2值相對較大，充電電流從IC2A的輸出端流入C1。經(jīng)過幾個周期的輸入信號后，C1上充入電荷逐漸增多，VOUT值上升到略高于VIN的峰值。一旦VOUT略大于VIN后，IC1的輸出MOSFET保持關(guān)斷，C1再沒有后續(xù)的充電電荷了。
IC2A的反相輸入端保持為虛擬的地電位，因而無論何時IC1的輸出MOSFET導(dǎo)通，R1上的電壓都近似等于負(fù)的供電電壓，即－Vs。因此，使用小阻值的R1可以使進(jìn)入C1的電流脈沖相對較大，這樣，電路就可以對輸入信號幅度的突增做出更快的響應(yīng)，即“快速上升”響應(yīng)。但是，如果R1的值過小，則VOUT上的正向紋波也會過強(qiáng)，導(dǎo)致VIN峰值處產(chǎn)生突發(fā)的振蕩。
當(dāng)R2值已知時，C1值就決定了電路的“延遲時間”。較大的電容量可將VOUT的負(fù)向紋波減至最小，這在處理低頻、低占空比脈沖串時可能很有用。然而，若C1值過大，則檢測器對輸入信號幅度突發(fā)衰減的響應(yīng)會過于遲鈍。注意，C1也會影響信號電平上升時間，例如，電容值加倍會使電路達(dá)到VIN峰值電平的時間也翻倍。
比較器的反饋路徑中含有運放IC2A，所以IC2A的偏移與誤差對電路的精度沒有影響。在低頻至中頻范圍內(nèi)，只有比較器的輸入偏移誤差會影響檢測器的整體精度。在高頻時，比較器的響應(yīng)時間成為一個主要因素，它會降低 VOUT精度，特別是當(dāng)頻率增加時, 情況會更糟。除了這些局限以外，電路從約50Hz至500kHz 頻率范圍內(nèi)都能夠很好的工作。圖2和表1顯示的是三種 VIN 峰值電平下，測試電路的正弦波頻率響應(yīng)與 VOUT 誤差的關(guān)系。
示波器圖顯示的是 400 kHz 時電路對 500 mV 峰值正弦波的響應(yīng)情況，其中輸出電壓為 488 mV，只略低于正波峰（圖 3）。該電路除了有出色的正弦波響應(yīng)以外，還能對占空比低至 5% 的方波表現(xiàn)出良好的效果。注意，IC2A的反相輸入端的虛擬接地限制了VOUT只能為正電壓。因此，電路只響應(yīng)真正的正電壓波峰，即高于0V的電壓峰值。如果輸入信號全部低于0V，VOUT只表現(xiàn)為平直的0V電壓。
R3、C2和IC2B構(gòu)成低通濾波器和緩沖器，雖然不是電路運行的必要部分，但可以將VOUT上的開關(guān)噪聲降低到最低。然而，運放IC2B固有的偏移誤差會影響濾波器的輸出電壓。
圖 4 是該電路的一個單電源供電版本，其中 RA 和 RB 在 IC2A 的正相輸入端設(shè)定了一個基準(zhǔn)電壓 VREF，從而IC2A 在反相輸入端保持一個等于VREF 的虛擬電位。因此，當(dāng)VIN 超過 VOUT 時，比較器的輸出端 MOSFET 導(dǎo)通，將輸出電壓下拉至0V，在R1上表現(xiàn)為一個等于VREF的電位。然后再為C1注入一個等于 VREF/R1的電流脈沖。大多數(shù)情況下，電路的行為與圖1中電路的一樣。在雙電壓線路版本中，VOUT不能低于運放非反相輸入端的電位。因此，即使VIN不需要中心定位在等于VREF的電位，但VIN的正向峰值電壓必須超過VREF，電路才能正常工作。
選擇VREF值時，要檢查運放IC2A和比較器IC1的輸入、輸出共模電壓范圍，以及輸入信號的最大峰峰擺幅。例如，將正的供電電壓VS設(shè)為10V，并設(shè)定RA=RB，使VREF=5V。檢測器可以接受從0V至約8V擺幅的輸入信號，因此檢測的正波峰電壓為5V至8V。記住要按照選定的VREF選擇R1
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