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[導(dǎo)讀]功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步,最大化地從電源汲取實際功率。 在完美的 PFC 電路中,輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系,無任何輸入電流諧波。 目前,升壓拓?fù)涫?PFC 最常見的拓?fù)?。在效率和功率密度的表現(xiàn)上,必須要走向無橋型,才能進(jìn)一步減少器件使用,減少功率器件數(shù)量與導(dǎo)通路徑上的損耗。 在其中,圖騰柱功率因素校正電路(totem-pole PFC)已證明為成功的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其控制法亦趨于成熟。

前言

功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步,最大化地從電源汲取實際功率。 在完美的 PFC 電路中,輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系,無任何輸入電流諧波。 目前,升壓拓?fù)涫?PFC 最常見的拓?fù)?。在效率和功率密度的表現(xiàn)上,必須要走向無橋型,才能進(jìn)一步減少器件使用,減少功率器件數(shù)量與導(dǎo)通路徑上的損耗。 在其中,圖騰柱功率因素校正電路(totem-pole PFC)已證明為成功的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其控制法亦趨于成熟。

一般而言,超級結(jié)MOSFET(Super junction MOSFET)在圖騰柱的應(yīng)用,尤其是針對連續(xù)導(dǎo)通模式,效能將會大打折扣。原因是在控制能量的高頻橋臂在切換過程中產(chǎn)生的硬切損耗與寄生二極管的反向恢復(fù)損耗。為克服此應(yīng)用問題,目前在市面上采用的對策多為采用寬禁帶半導(dǎo)體。

為了實現(xiàn)在圖騰柱PFC使用常見的開關(guān)器件,本文介紹預(yù)充電電路的解決方案。 相較采用寬禁帶半導(dǎo)體,此方案的功率半導(dǎo)體器件較普遍且容易取得,提供給使用者做為設(shè)計參考。

基本工作原理

在介紹新方法之前,首先介紹超級結(jié)半導(dǎo)體開關(guān)切換瞬時特性。因為半導(dǎo)體設(shè)計趨勢仍在降低開關(guān)損耗以提升產(chǎn)品功率密度,即降低在開關(guān)切換過程中V-I 交越的損耗,常見半導(dǎo)體廠商的做法為將開關(guān)等效輸出電容(Coss)特性設(shè)計為非線性曲線:在低壓時,Coss值較大,隨著電壓提升,在接近于中壓時電容值急劇降低,如下圖左Coss特性曲線(本文皆以英飛凌CoolMOS為范例),如此可減少V-I交越的損耗面積。 隨著制程技術(shù)演進(jìn),Coss變化曲線變壓更為急劇,這在新老代的MOSFET可明顯比較出性能差異。如下圖右為比較新老代MOSFET的Coss特性與開關(guān)損耗的差異。

如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路

圖1:Coss曲線和開關(guān)損耗比較

針對半橋的應(yīng)用,兩顆特性相同MOSFET 橋接后的出電容特性如下圖2。 在半橋應(yīng)用普遍重視零電壓切換,因為MOSFET總輸出電容的儲能損耗(Qoss)與反向恢復(fù)特性(Qrr)將大幅增加半橋架構(gòu)在硬切換時的損耗。在半橋中如圖所示的等效輸出電容最大值則發(fā)生在任一臂開關(guān)為0V的狀態(tài),隨著任一橋臂電壓提升至20~30V左右,等效輸出容值則急劇降低,此特性將用于接下來將介紹的補償電路。

如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路

圖2:半橋CoolMOS Coss電壓變化曲線

下圖3為預(yù)充電電路 的范例。在該拓樸中,二極管模式開關(guān)的硬換向發(fā)生于每個開關(guān)切換周期。在有的半橋結(jié)構(gòu)中,考慮在電感中累積的能量,在Q1關(guān)閉之后Q2通常會工作在軟開關(guān)(Soft Switching)狀態(tài)。然而,當(dāng)Q2關(guān)斷時,由于電感電流連續(xù)的特性,使得此電流流過其本體二極管。 當(dāng)Q1導(dǎo)通時,則會發(fā)生Q2體二極管電流的硬換向。

如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路

圖3:針對圖騰柱架構(gòu)高頻半橋預(yù)充電動作示意圖

通過加入的預(yù)充電電路,在二極管模式下工作的MOSFET便可以在通道開啟前預(yù)充至特定的電壓,例如24V。 如此便可大幅的降低 Qoss及Qrr相關(guān)的損耗。 因此可以大幅提高CoolMOS在CCM Totem Pole PFC的整體性能。

建議的預(yù)充電解決方案需要為半橋中的每個功率開關(guān)器件配備額外的器件:高壓肖特基二極管(圖中的D1和D2)和一個低壓的MOSFET(圖中的Q3和Q4)。另外還需要兩個電壓源來驅(qū)動半橋和低壓MOSFET(13V)以及MOSFET漏-源端電壓(24V)。 此外,驅(qū)動器輸入端包含的Rx-Cx和Ry-Cy濾波器為PWM信號設(shè)定正確的時序,不需額外的控制信號。

如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路

圖4:圖騰柱架構(gòu)預(yù)充電電路時序控制圖

主要波形如圖4所示。在t0之前的狀態(tài)下,電感器通過Q1充電,一旦Q1關(guān)閉,電感電流就會流過Q2,首先通過其本體二極管,然后在Q2開啟后流過器件通道。 因此,在Totem pole PFC中,Q2開啟時工作在零電壓(ZVS)開關(guān)。 在t0時,PWM A 信號置低,經(jīng)過一定的延遲時間后(Ry與Cy的延遲) ,Q2的柵源極電壓信號(VGS)也在t1置低。 在半橋的死區(qū)(Dead time)時間內(nèi)(t1到t2),電感電流通過Q2的體二極管續(xù)流。在t2之前,Q2的VDS被鉗位到地并且所有自舉電容器(CHS_P除外)都被驅(qū)動電壓和24V電壓充電(圖五a與b)。 然后在死區(qū)時間(Dead Time)后,PWM B 置高,通過Cx、Rx 產(chǎn)生Q4的短暫柵極電壓。因此,預(yù)充電的Q4會在t2開啟(圖五c),預(yù)充電電流流經(jīng)Q4到D2到Q2的網(wǎng)絡(luò)中,這種預(yù)充電流的的幅度必須高于流經(jīng)Q2體二極管的續(xù)流電流。 在預(yù)充電流結(jié)束時(t3),Q2的漏-源極電壓被預(yù)充電至24V。

如圖4所示,預(yù)充電電流波形有兩個峰值脈沖:第一個在t2和t3之間,與Q2的Coss有關(guān)。 第二個在t3和t4之間幅度較小,是由預(yù)充電回路的雜散電感諧振形成。 Q1被延遲到t4 開啟,此時Q2的Coss已經(jīng)被24V所耗盡了。如圖五d所示,當(dāng)Q1導(dǎo)通時,用于Q3的自舉電容從Q1的自舉電容充電。從圖四可以看出,在Q1或Q2開啟時,預(yù)充電的Q4 或Q3都尚未關(guān)閉,如此為保證Q1或Q2開啟瞬間的低損耗。如果此脈沖過短,則Q2在開啟瞬間發(fā)生硬換向的可能性很高。 如果其在多個連續(xù)事件期間發(fā)生,則會產(chǎn)生破壞性的結(jié)果。

當(dāng)PWM B信號置低時,與之前類似,Q1會延遲到t5才關(guān)閉(Ry與Cy的延時)。在通道關(guān)閉后,Q1的Coss會充電到400V 而Q2的Coss將放電到0V,從而使Q2產(chǎn)生零電壓開關(guān)(ZVS)。PFC 應(yīng)用中的開關(guān)到二極管切換就是這種情況。在這種情況下,高壓側(cè)開關(guān)(CHS_DP到Q3到D1)的預(yù)充電電路不會對基于MOSFET的半橋電路工作造成任何影響。

當(dāng)負(fù)載或電感電流足夠高時,會使Coss充分被充放電,進(jìn)而達(dá)到零電壓開關(guān)(ZVS)的目的。但是,如果電感電流不足以對半橋等效的Coss進(jìn)行充放電時,則會發(fā)生硬開關(guān)。可以參考圖4中t5后的虛線。在這種狀況下,施加到Q3的脈沖電壓通過D1將Q1的Coss充電至24V。一旦Q2導(dǎo)通,其漏源極電壓將再次下降到接近于零,實現(xiàn)比較平滑的開關(guān)到寄生二極管的切換。

如何將CoolMOS應(yīng)用于連續(xù)導(dǎo)通模式的圖騰柱功率因數(shù)校正電路

圖5:預(yù)充電電路增加預(yù)充電電路的硬換向瞬態(tài)工作示意圖

測試結(jié)果

本章節(jié)展示了3300W無橋CCM Totem pole PFC評估板的規(guī)格與性能。此評估板實現(xiàn)了本文中介紹的預(yù)充電電路并使用600 V CoolMOS CFD7來實現(xiàn)CCM Totem pole PFC,其寄生二極管特性為低反向恢復(fù)電荷,在極端條件下硬開關(guān)不易損壞。 如圖六為完整電路圖,高頻部分并聯(lián)使用CoolMOS IPT60R090CFD7,預(yù)充電電路使用BSZ440N10S3。

圖7 為評估板穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下的性能和規(guī)格。轉(zhuǎn)換器工作在65kHz開關(guān)頻率,僅適用于高壓單電壓輸入。 最低交流輸入電壓為176Vac rms。

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圖6:評估板電路圖

Test
Conditions
Specification
Efficiency test
230Vrms, 50Hz/60Hz
ηpk≈99% at 1650 W (50% Load)
Current THD
230Vrms, 50Hz/60Hz
THDi less than 10% from 10% load
Power factor
230Vrms, 50Hz/60Hz
PF more than 0.95 from 20% load
Rated DC voltage

400V
Steady-state Vout ripple
230Vrms, 50Hz/60Hz, 100% load
?Vout less t?an 20Vpk?pk
Inrush current
230Vrms, 50Hz/60Hz, measured on the first AC cycle
Iin_Peak less than 30A

圖7:性能規(guī)格表

下圖為穩(wěn)態(tài)效率實測結(jié)果,顯示了在不同交流電壓下的效率測量值,此測量結(jié)果包含控制器及風(fēng)扇的基本損耗(6W aux power)。

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圖8:穩(wěn)態(tài)效率測試結(jié)果

下圖為Totem Pole PFC 的主要工作波型,其中還包含了預(yù)充電電路的波形。 由波形可見預(yù)充電電流只出現(xiàn)在相應(yīng)的交流周期中,對相反的交流周期沒有影響。

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圖9:穩(wěn)態(tài)輸入電壓、電感電流與預(yù)充電電流波形

圖10和圖11分別顯示了0A 和23A電感電流的漏-源電壓波形(滿載穩(wěn)態(tài)操作下),包含必要的預(yù)充電電流波形。 測量的波形與上一章節(jié)所示的電壓電流預(yù)充電波形(圖四)吻合。

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圖10:空載的預(yù)充電電流瞬時波形

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圖11:滿載的預(yù)充電電流瞬時波形

結(jié)論

本文介紹了以MOSFET實現(xiàn)無橋連續(xù)導(dǎo)通模式圖騰柱PFC的解決方案,該方案在1U的外型尺寸和80W/inch3的功率密度下實現(xiàn)了99%的峰值效率。此評估版采用英飛凌600V CoolMOS CFD7系列MOSFET和預(yù)充電電路。 該預(yù)充電電路通過低壓電壓源提供電荷降低Qoss 和Qrr的損耗,在前文已介紹預(yù)充電的工作原理供讀者知悉。CoolMOS CFD7和預(yù)充電電路的組合,以及為低頻橋臂選用的CoolMOS? S7,以高性價比電路展現(xiàn)高性能效率水平。 此外,盡管預(yù)充電電路增加了半導(dǎo)體器件數(shù)量,但輔助電路皆可使用貼片型封裝,因此可以實現(xiàn)高功率密度的電源設(shè)計。

參考文獻(xiàn)1. Evaluation board EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC

2. Design guide MOSFET CoolMOS? C7 600V


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