關鍵詞：升壓電路；軟開關；同步整流
引言
輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創(chuàng)造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。
Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用于各種電源產品中。由于Boost電路只包含一個開關，所以，要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。
Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極管（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創(chuàng)造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。
本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法。該方案適用于輸出電壓較低的場合。
1 工作原理
圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路。其兩個開關互補導通，中間有一定的死區(qū)防止共態(tài)導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關的結電容以及死區(qū)時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設計下，S2可以實現軟開關，但是S1只能工作在硬開關狀態(tài)。
1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。
2）階段2〔t1～t2〕S1關斷后，電感電流對S1的結電容進行充電，使S2的結電容進行放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。
3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S2的零電壓導通創(chuàng)造了條件。
4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變?yōu)楦唠娖?，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S2關斷，該階段結束。
5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉移到S2的寄生二極管上，而無法對S1的結電容進行放電。因此，S1是工作在硬開關狀態(tài)的。
接著S1導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S2實現了軟開關，但是S1并沒有實現軟開關。其原因是S2關斷后，電感上的電流方向是正的，無法使S1的結電容進行放電。但是，如果將L設計得足夠小，讓電感電流在S2關斷時為負的，如圖4所示，就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了。
在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。
1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變?yōu)檎?。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。
2）階段2〔t1～t2〕S1關斷后，電感電流為正，對S1的結電容進行充電，使S2的結電容放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。
3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S2的零電壓導通創(chuàng)造了條件。
4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變?yōu)楦唠娖?，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性?小，直到變?yōu)樨撝?，然后S2關斷，該階段結束。
5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S1的結電容進行放電，對S2的結電容進行充電。S1的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。
6）階段6〔t5～t6〕當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S1的零電壓導通創(chuàng)造了條件。
接著S1在零電壓條件下導通，進入下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2都可以實現軟開關。
2 軟開關的參數設計
以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度并不相同。電感電流的峰峰值可以表示為
ΔI=(VinDT)/L （1）
式中：D為占空比；
T為開關周期。
所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為
Imax=ΔI/2＋Io （2）
Imin=ΔI/2－Io （3）
式中：Io為輸出電流。
將式（1）代入式（2）和式（3）可得
Imax=(VinDT)/2L＋Io （4）
Imin=(VinDT)/2L－Io （5）
從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由Imin對S2的結電容充電，使S1的結電容放電實現的；而S2的軟開關條件是由Imax對S1的結電容充電，使S2的結電容放電實現的。另外，通常滿載情況下|Imax|?|Imin|。所以，S1和S2的軟開關實現難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強管。
強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容C2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。
將式（4）代入式（6）可得
實際上，式（7）非常容易滿足，而死區(qū)時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區(qū)時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恒流源在對S2的結電容充電，使S1的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。
(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8）
式中：tdead2為S2開通前的死區(qū)時間。
同理，弱管S1的軟開關寬裕條件為
(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9）
式中：tdead1為S1開通前的死區(qū)時間。
在實際電路的設計中，強管的軟開關條件非常容易實現，所以，關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區(qū)時間，然后根據式(9)推算出電感量L。因為，在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流有效值，從而使得開關的導通損耗過大。
3 實驗結果
一個開關頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。
該變換器的規(guī)格和主要參數如下：
輸入電壓Vin24V
輸出電壓Vo40V
輸出電流Io0～2.5A
工作頻率f200kHz
主開關S1及S2IRFZ44
電感L4.5μH
圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創(chuàng)造了S1軟開關的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS。但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。
圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。
4 結語
本文提出了一種Boost電路軟開關實現策略：同步整流加電感電流反向。在該方案下，兩個開關管根據軟開關條件的不同，分為強管和弱管。設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大小。因為實現了軟開關，開關頻率可以設計得比較高。電感量可以設計得很小，所需的電感體積也可以比較?。ㄍǔ？梢杂肐型磁芯）。因此，這種方案適用于高功率密度、較低輸出電壓的場合。
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