關鍵詞：DC/DC變換器；多路輸出；耦合電感
引言
DC/DC模塊電源已廣泛用于微波通訊、航空電子、地面雷達、消防設備、醫(yī)療器械等諸多領域。其中有許多應用場合需要多路輸出。如在單片機智能控制器中，單片機供電需要5V，而運放集成電路通常需要12V。在設計多路輸出電源時，有許多地方不同于單路輸出，需要考慮的問題較多，難度較大。比如，既要考慮變壓器管腳限制、多副邊變壓器設計、各路的穩(wěn)壓電路實現(xiàn)，又要考慮每路輕載及滿載時的負載調(diào)整率，負載的交叉調(diào)節(jié)特性。本文通過一個給單片機智能控制器供電的15W三路模塊電源的設計實例，詳細說明了多路輸出電源的設計特點。
圖1
1 電源的設計指標
12V輸入，5V/±12V三路輸出模塊電源的設計指標如表1所列。
表1 設計指標
|
項 目 |
代 號 |
最小值/Min |
標稱值/Nom |
最大值/Max |
單 位 |
|
負載電流（電阻） |
Io1(Ro1) |
|
2(2.55) |
|
A/Ω |
|
Io2(Ro2) |
|
0.25(48) |
|
A/Ω | |
|
Io3(Ro3) |
|
0.25(48) |
|
A/Ω | |
|
輸入電壓范圍 |
Uin |
36 |
48 |
72 |
V |
|
輸出電壓 |
Uo1 |
5.025 |
|
5.075 |
V |
|
Uo2 |
12.00 |
|
12.50 |
V | |
|
Uo3 |
－12.00 |
|
－12.50 |
V | |
|
負載效應 |
|
Ulr1 |
|
±0.5 |
％ |
|
Ulr2 |
|
|
±1.5 |
％ | |
|
Ulr3 |
|
|
±1.5 |
％ | |
|
負載動態(tài)特性 |
dUm |
|
|
±150 |
mV |
|
dt |
|
|
200 |
μs | |
|
效率 |
Eff |
80 |
|
|
％ |
2 電源的設計原理
圖1是針對單片機主板供電電源所設計的多路輸出開關電源原理圖。
圖1中電感L201，L202，L203是耦合電感，L204是偏置繞組，由于受變壓器管腳限制，取自耦合電感。
電路采用單端正激變換電路，當變換器接通電源時，輸入直流電壓經(jīng)電阻R601和12V穩(wěn)壓管D601及三極管V601和V602組成的穩(wěn)壓降壓電路后，啟動UC3843。進入正常工作后，偏置繞組L204的供電電路開始工作，偏置繞組的輸出經(jīng)二極管D4整流、C601濾波后輸出12V電壓，高于自供電電壓，使二極管D602?偏，啟動電路停止工作。偏置繞組為UC3843(IC301)提供工作電壓（12V），變換器進入正常工作，在PWM脈寬調(diào)制方式下，各路次級繞組的輸出經(jīng)過各路的二極管整流、LC型濾波器濾波后，產(chǎn)生各路的直流輸出電壓。＋5V輸出的電壓由電阻器R402和R406分壓后，與可編程穩(wěn)壓源TL431（IC401）中的2.5V參考電壓比較，然后通過光耦合器(IC101)反饋到UC3843的腳2，控制脈沖的占空比，穩(wěn)定5V輸出。耦合電感L202及L203實現(xiàn)±12V兩路穩(wěn)壓。過流保護電阻R101和R102檢測到開關管的過流信號，送入UC3843的腳3，封鎖UC3843的輸出信號，實現(xiàn)過流保護。
圖2
3 設計方案選擇
DC/DC模塊電源以中小功率為主,功率大都在150W之下,采用的電路拓撲以反激和正激變換器為主，有時也采用推挽變換器,電源要求體積小，設計時全部采用貼片元件。
3.1 主控芯片選擇
主控芯片采用新型脈寬調(diào)制集成電路UC3843，是一種電流型控制的專用芯片，圖2是UC3843原理框圖。它具有欠壓鎖定電路，低靜態(tài)電流（1mA），大電流輸出，內(nèi)置能隙參考電壓，500kHz工作頻率，低R0放大器，電壓調(diào)整率可達0.01V，非常接近線性穩(wěn)壓電源的調(diào)整率，低起動電流僅1mA，啟動電路非常簡單等特點。
3.2 穩(wěn)壓方式選擇
對單路輸出，只在輸出端加穩(wěn)壓反饋電路即可，而對多路輸出，必須視要求而定：如果各路輸出電壓精度都要求高，則每路都應設計獨立的閉環(huán)穩(wěn)壓回路，這樣設計難度較大；如果只有一路是重要的負載，其他路負載較輕，并對輸出電壓精度要求不是很嚴格，則只須給重要負載所在電路加反饋控制回路，其余兩路開環(huán)，依靠耦合電感實現(xiàn)穩(wěn)壓。
3.3 多路輸出濾波電感繞制方式選擇
本例的三路輸出中，5V（Uo1）是比較重要的負載，輸出電流最大（2A），12V是運算放大器供電電源，允許電壓在1～2V范圍變化,電流較?。?.25A），所以，只在5V主路加反饋控制回路，±12V輔路的穩(wěn)壓性能是靠耦合電感來實現(xiàn)。針對本例多路輸出的具體情況，輸出濾波電感不宜采用獨立電感，而應采用耦合電感，即將三路的輸出濾波電感繞在一個磁芯上，只有5V主電路受控，輸出特性較好，而±12V兩路較差影響不大。
4 電源設計過程
4．1 UC3843外圍電路設計
4.1.1 開關頻率選擇
二次電源產(chǎn)品工作頻率一般選擇在100kHz～400kHz之間，本例設置開關頻率為250kHz，UC3843工作頻率可達500kHz，腳4是Rt/Ct鋸齒波振蕩器的定時電阻和電容的公共端，對于UC3843而言，
式中：R是圖1中的R304，其值為6.8kΩ；
C為圖1中的C302，其值為1nF。
4.1.2 過流保護電路設計
圖1中R101及R102為過流檢測電阻，根據(jù)式ISMAX≈1.0V/RS設計R101及R102，這個電阻要設得很小，以降低電阻上的損耗,圖1中設計為兩個10Ω電阻并聯(lián)。檢測電壓送入UC3843的腳3。
腳3電壓高于1V過流保護電路就動作，使腳6停止輸出矩形波，電路停止工作。腳3還要接一個RC濾波器以抑制開關管的尖峰電流，圖1中這個濾波器由R103及C306組成。
4.1.3 反饋誤差放大器設計
R302，R303及C305構(gòu)成積分型調(diào)節(jié)器，電阻R302和R303的比例關系影響系統(tǒng)的動態(tài)特性。R302和R303的比值可以改變UC3843電壓誤差放大器的放大倍數(shù)，對于一定的反饋電壓量，可使PWM調(diào)節(jié)器的輸出脈寬不同，從而影響輸出電壓調(diào)節(jié)幅度，即影響指標中輸出的動態(tài)響應調(diào)節(jié)幅度。積分器的電容C305的大小影響系統(tǒng)的調(diào)節(jié)速度，即影響指標中輸出的動態(tài)響應時間。
4.2 功率器件的選取
變換器的開關器件采用功率MOSFET，依據(jù)單管變換器計算電壓的經(jīng)驗公式，取
式中：Udmax為漏源極的最大電壓；
D為占空比。
所以，功率MOSFET的反向電壓應選用大于144V的，電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。圖1中V101選用耐壓200V、電流9A的IRF630。
4．3 高頻變壓器的設計
4.3.1 磁芯的選用
多路輸出變壓器一般要求有較大的窗口面積，DC/DC模塊電源可選用FEY型、FEE型、EUI型等磁芯，對于正激變換器，理論上變壓器初級須有復位繞組Nr，這里考慮到變壓器腳位的問題，選取高飽和磁感應強度的磁材,去掉復位繞組,這樣使每次磁芯都在磁化曲線的下部工作,避免磁芯飽和。
先確定最大磁感應強度Bm，以計算并初選磁芯型號。
1）考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，最大工作磁感應強度一般選為0.2～0.25T。這里選取高飽和磁感應強度的磁材RM2.2KD，其Bs為0.44T。
2）磁芯型號的選取有兩種方法，一是依據(jù)式（3）
式中：Ae為磁芯截面積；
Aw為磁芯窗口面積；
fs為開關頻率；
ΔB為磁性材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；
dc為變壓器繞組導體的電流密度；
kc為繞組在磁性窗口中的填充系數(shù)。
二是根據(jù)廠家的磁芯材料手冊給出的輸出功率與磁芯尺寸的關系。這里采用第二種方法選用FEY15.3磁芯，其有效截面積為18.7mm2。
4.3.2 計算匝比
Uo=Uo1＋UD=5.0＋0.5=5.5V （4）
式中：Uo1為5V主路輸出電壓；
UD為整流管MBR1545正向壓降，取0.5V。
式中：n12為主路原副邊匝比；
Ui=UminDmax=36×0.48=17.28V（其中Umin為電源最低輸入電壓，Dmax取0.48）；
Uo為N2輸出電壓。
實際選取n12=4：1。
4.3.3 計算并調(diào)整主路副邊匝數(shù)
ΔBm為磁通增量，ΔBm=0.44－0.065=0.375T；
Ae為磁芯截面積，對FEY15.3磁芯，Ae=0.187cm2。
實際取N2=4匝。
4.3.4 計算原邊匝數(shù)
N1=N2×n12=4×4=16匝 （7）
4.3.5 計算其余兩個輔路副邊匝數(shù)
式中：Uo2為＋12V輔路輸出電壓；
UD′為整流管SK3B正向壓降，也取0.5V。
實際取N3=N4=10匝。
繞制時由于原邊、主路副邊電流較大，為減小漏感，分別采用雙線并繞法及三線并繞法。
4．4 輸出整流管設計
為降低功耗，提高電源效率，選用肖特基整流二極管。輸出整流管的標稱電流（IF）值應為輸出直流電流額定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐壓UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX為輸出最大紋波電壓幅值)。依據(jù)此原則，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐壓45V,正向電流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐壓100V，正向電流3A。這里反向耐壓選擇高，有利于降低整流管上的損耗。
4．5 輸出耦合電感設計
在采用一路受控，其余兩路依靠耦合電感穩(wěn)壓這種控制方式下，為了把輔路輸出電壓調(diào)節(jié)保持在電壓1V的穩(wěn)定范圍內(nèi)，多路輸出時，主輸出的電感及每路電感要求工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)。設計時先進行高壓支路到低壓支路的折算，根據(jù)總輸出電流按單線圈選取磁芯、總導線截面積以及導線尺寸、匝數(shù)。即首先通過電路設計確定輸出濾波電感值。為使電感電流連續(xù)以維持濾波效果，輸出濾波電感必須設計在連續(xù)狀態(tài)，流過電感器的電流應大于負載電流的最小值IOMIN，電感值大于IOMIN時對應的電感值
式中：n為變壓器匝比；
Uimax為最大輸入電源電壓；
ΔI為允許的電感電流最大紋波電流值。
確定濾波電感值后，根據(jù)電感最大貯能值0.5×L×I2，依據(jù)式（10）選擇磁性型號，
式中：IMAX為電感電流最大有效值；
ISP為電感電流最大峰值；
BMAX為磁路磁通密度最大值。
然后依據(jù)式（11）確定電感匝數(shù)，
最后再分配到各支路，根據(jù)各路實際電流和次級匝比得到各線圈匝數(shù)和尺寸。
電流連續(xù)模式電感磁芯可選擇比變壓器磁芯差一些的磁芯材料，但在實際應用中，如果兩種材料價格相差不大，往往采用與變壓器相同的材料。圖1中電感磁芯仍為FEY15.3。
選擇電感的匝數(shù)首先要滿足電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比,因為，如果耦合電感L201及L202的匝數(shù)比不能保證與變壓器的匝比相等，則在Uo1和Uo2之間會存在附加的電流流動，從而在其輸出產(chǎn)生很大的紋波。其次，各路在每路相應的變壓器匝數(shù)上乘以2或3得出各路的電感匝數(shù)。圖1選變壓器匝數(shù)的3倍，正好可以雙線并繞填滿窗口寬度。最后得出Uo1路輸出電感匝數(shù)是NL201=3N2=3×4=12匝。
Uo2路輸出電感匝數(shù)是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路輸出電感匝數(shù)是NL203=NL02=30匝。
偏置繞組NL204為UC3843提供12V工作電壓，其輸出電壓=Uo2，故匝數(shù)NL04=NL202=30匝。
為了滿足負載調(diào)整率，互感必須很好耦合。所以在繞制各個繞組時，應覆蓋整個骨架的寬度，而且應當使用相同線徑的幾條導線并排纏繞，以確保在整個骨架的寬度上，達到最好耦合。
5 其他注意事項
1）調(diào)試多路輸出電源時要先斷開輔路，調(diào)整好主路，保證主路工作正常后再加上輔路調(diào)整，可降低調(diào)試難度。
圖5和圖6
2）為了滿足設計指標，除要注意滿載時的負載調(diào)整率，還要顧及輕載時的負載調(diào)整率；為了防止空載時輸出電壓太高損壞輸出整流管，必須給每路輸出均加上假負載，圖1中R5，R6，R7均為相應路的假負載，假負載值不宜太大，大小可用實驗確定。另外主路和輔路之間的假負載要配合調(diào)整，以滿足輔路的電壓范圍在指標內(nèi)。
3）主路空載輸出電壓可由TL431的分壓電阻確定，當主路空載輸出電壓低時可減小R406，保證TL431的2.5V基準。表2為R406阻值改變時，測得各路空載輸出電壓的一組數(shù)據(jù)。當主路空載輸出電壓和假負載確定好后，如果出現(xiàn)輔路空載輸出電壓超出指標范圍時，可適當改變整流管參數(shù)，如當輔路12V輸出為12.7V超出指標12.5V時,可換用正向壓降為0.7V的整流管代替正向壓降為0.5V的整流管。輸出假負載也可調(diào)整空載輸出電壓。
表2 R406阻值改變時各路輸出電壓的變化
|
R406阻值/kΩ |
輸出電壓/V | ||
|
Uo1 |
Uo2 |
Uo3 | |
|
2.491 |
5.04 |
＋12.03 |
－12.05 |
|
2.491／／120 |
5.09 |
＋12.15 |
－12.17 |
4）在布局布線時，各個元器件依照原理圖次序依次擺放，開關管漏極與變壓器原邊的連線要盡量短，UC3843所有的外圍元器件要盡可能地靠近該集成電路，尤其是去耦電容和旁路電容必須布在相應的管腳附近，必須在變壓器、開關管等發(fā)熱元器件附近通過多個過孔把底層與散熱焊盤相連以提高散熱效果。
6 實測數(shù)據(jù)及波形
圖3是UC3843腳4輸出的鋸齒波，可用于判斷UC3843是否正常工作。
圖4是空載時UC3843腳6輸出矩形波。
圖5是主路加25Ω負載，輔路空載時開關管的漏—源極波形，可以看出此時D約0.35，脈寬已經(jīng)開始調(diào)整。
表3 負載變動時輸出電壓的波動
|
各路負載情況 |
輸出電壓/V | ||
|
Uo1 |
Uo2 |
Uo3 | |
|
＋5V滿載，±12V空載 |
5.02 |
＋13.39 |
－13.56 |
|
＋5V、－12V滿載，－12V空載 |
5.03 |
＋12.53 |
－13.20 |
|
＋5V、－12V空載，＋12V滿載 |
5.04 |
＋11.45 |
－11.96 |
＋5V空載，±12V滿載5.04＋11.205－11.26圖6是主輔路全滿載時開關管的漏—源波形，可以看出此時D約0.5，脈寬已調(diào)至最大。
表3是此三路輸出電源在主、輔路負載變動時輔路的輸出電壓波動實測數(shù)據(jù)。
7 結(jié)語
多路輸出比單路輸出設計較為復雜，必須依據(jù)設計指標重點做好UC3843外圍元器件參數(shù)、多副邊高頻變壓器、耦合電感等的正確設計，配合反饋回路的調(diào)節(jié)，才能全面確保各項指標。本文設計的電源已用于單片機數(shù)據(jù)采集控制電路中。
下載文檔
