摘要：在低壓大電流變換器中倍流同步整流拓撲結構已經(jīng)被廣泛采用。就其工作原理進行了詳細的分析說明，并給出了相應的實驗和實驗結果。
關鍵詞：倍流整流；同步整流；直流/直流變換器；拓撲
引言
隨著微處理器和數(shù)字信號處理器的不斷發(fā)展，對芯片的供電電源的要求越來越高了。不論是功率密度、效率和動態(tài)響應等方面都有了新要求，特別是要求輸出電壓越來越低，電流卻越來越大。輸出電壓會從過去的3.3V降低到1.1～1.8V之間，甚至更低[1]。從電源的角度來看，微處理器和數(shù)字信號處理器等都是電源的負載，而且它們都是動態(tài)的負載，這就意味著負載電流會在瞬間變化很大，從過去的13A/μs到將來的30A/μs～50A/μs[2]。這就要求有能夠輸出電壓低、電流大、動態(tài)響應好的變換器拓撲。而對稱半橋加倍流同步整流結構的DC/DC變換器是最能夠滿足上面的要求的[3]。
本文對這種拓撲結構的變換器的工作原理作出了詳細的分析說明，實驗結果證明了它的合理性。
1 主電路拓撲結構
主電路拓撲如圖1中所示。由圖1可以看出，輸入級的拓撲為半橋電路，而輸出級是倍流整流加同步整流結構。由于要求電路輸出低壓大電流，則倍流同步整流結構是最合適的，這是因為：
1）變壓器副邊只需一個繞組，與中間抽頭結構相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結構的一半，所以損耗在副邊的功率相對較?。?/P>
2）輸出有兩個濾波電感，兩個濾波電感上的電流相加后得到輸出負載電流，而這兩個電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；
3）流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結構相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了；
4）較少的大電流連接線（high current inter-connection），在倍流整流拓撲中，它的副邊大電流連接線只有2路，而在中間抽頭的拓撲中有3路；
5）動態(tài)響應很好。
它唯一的缺點就是需要兩個輸出濾波電感，在體積上相對要大些。但是，有一種叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以將它的兩個輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。
2 電路基本工作原理
電路在一個周期內(nèi)可分為4個不同的工作模式，如圖2所示，理想的波形圖如圖3所示。
模式1[t0－t1] 在t=t0時刻，開關管S1導通，變壓器原邊兩端的電壓為正，且有Vp=Vin/2；而開關管S2一直都處于關斷狀態(tài)，由于S1的導通，S2的漏源極電壓（Vds2）被鉗位到輸入電壓，即Vds2=Vin。變壓器副邊電壓Vsec為高電平，同步開關管SR1的門極也是高電平，SR1導通。此時，負載的電流等于兩個輸出電感電流之和，且全部流經(jīng)SR1。在這個模式下，濾波電感Lo1上的電流是增大的，而電感Lo2上的電流是減小的，它們的電流紋波有相互抵消的作用，所以，負載電流Io的紋波是很小的。
模式2[t1－t2] 在t=t1時刻，S1關斷。由于變壓器漏感Lk的存在，電流要繼續(xù)維持原來的方向，所以，如圖3(b)中所示，此時在變壓器原邊存在兩個回路，一個是由C1，Coss1，Lk構成，對S1的輸出結電容Coss1充電；另一個是由C2，Coss2，Lk構成，對S2的輸出結電容Coss2進行放電。最后S1及S2的漏源極電壓都被鉗位在輸入電壓的一半，即Vds2=Vds2=Vin/2。同時，變壓器原邊的電壓此時為零，副邊也是零，此時，SR1及SR2都處于導通狀態(tài)，分別對兩個輸出電感上的電流進行續(xù)流。且兩個電感上的電流都是減小的，所以，最后得到的輸出負載電流（ILo1＋ILo2）是減小的。
模式3[t2－t3] 在t=t2時刻，S2導通。S1處于關斷狀態(tài)，其兩端電壓也被鉗位到輸入電壓，即Vds1=Vin。由圖2(c)中可以看出，變壓器原邊的電壓為負，且等于輸入電壓的一半，即Vp=－Vin/2。相對應的同步管SR2導通，所有的負載電流都會流經(jīng)SR2。且輸出電感電流ILo2是增大的，ILo1是減小的。但最終得到的負載紋波電流是增大的。
圖3 工作波形圖
模式4[t3－t4] 在t=t3時刻，S2關斷。在這個工作模式下，原邊的工作原理同圖2(b)正好相反。這時，S1及S2都處于關斷狀態(tài)。存儲在變壓器原邊漏感中的能量對S1及S2輸出結電容進行充放電。其中對Coss1是放電，而對Coss2進行充電。變壓器原副邊的電壓都為零，副邊的兩個同步整流管都被觸發(fā)導通。兩個輸出電感上的電流都在不斷地減小，所以，總的負載電流是減小的。
在模式4[t3－t4]后，接著就進入下一個周期。
3 實驗及結果
在前面分析的拓撲基礎上，完成了一個輸入為DC 36V，輸出為1V/25A的DC/DC變換器。這個電路中所用到的參數(shù)見表1所列，其中所有的參數(shù)和圖1的主電路中所標注的是相對應的。
圖4所示的是原邊兩個主管和副邊同步管的門極驅動波形。通道R2表示S1的驅動波形；通道R1表示S2的驅動波形；通道1是同步管SR2的驅動波形；通道2是同步管SR1的驅動波形。由表1可以看到，變壓器漏感Lk=600nH。所以，在電流較小的時候，存儲在漏感中的能量不是很大，因而開關管在關斷后的漏感和開關管輸出結電容間的振蕩不是很大，圖5所示的是在負載電流Io=5A時的S2漏源極vds2的波形。
當變換器以滿載Io=25A輸出時，變壓器原邊的振蕩就明顯地增大。這是因為，當輸出電流增大的時候，反映到原邊的電流也會增大，所以，這個時候存儲在變壓器漏感中的磁能就會增大，在toff期間內(nèi)振蕩的時間較長，幅值也較大，如圖6所示。在大電流的拓撲中，這種振蕩的損耗也是不可忽略的。圖7給出了變換器的效率曲線圖，最大值出現(xiàn)在Io=15A時。
4 結語
對適于低壓大電流的整流拓撲（倍流整流＋同步整流）的工作原理作了詳細的說明，并在分析的基礎上，給出了相應的實驗結果。證明了這種整流拓撲在低壓大電流DC/DC變換器中的合理性。隨著對電源性能要求的提高，這種整流拓撲將會越來越廣泛地被采用。但應該指出的是，變壓器的漏感應該盡量地減小，以減少原邊振蕩。
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