基于ML4803的兩級(jí)PFC變換器研究

     摘要：兩級(jí)功率因數(shù)校正(PFC) 變換器因其較高的功率因數(shù)而廣泛應(yīng)用于功率因數(shù)校正場(chǎng)合。近年來(lái)，隨著PFC/PWM 復(fù)合控制芯片的應(yīng)用，兩級(jí)功率因數(shù)校正技術(shù)得到了很大的發(fā)展。傳統(tǒng)兩級(jí)PFC 采用后緣/ 后緣調(diào)制方法( Trai2ling Edge Modulation / Trailing Edge Modulation ，TEM/ TEM) 。而現(xiàn)今廣泛使用前緣/ 后緣調(diào)制方法(Leading Edge Mod2ulation / Trailing Edge Modulation ，L EM/ TEM) 可有效減小流經(jīng)連接前級(jí)PFC 和后級(jí)DC/ DC 階段的直直連接電容的電流有效值，但尚未有詳細(xì)的理論推導(dǎo)。文章在兩種調(diào)制方法下對(duì)流經(jīng)直直連接電容的電流有效值進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析，并給出了仿真驗(yàn)證。最后，利用復(fù)合控制芯片ML4803 設(shè)計(jì)了一臺(tái)具有功率因數(shù)校正功能的兩級(jí)PFC 變換器，對(duì)理論仿真分析進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

　　0 　引　言

　　近年來(lái)，隨著電力電子設(shè)備(非線性設(shè)備) 的廣泛使用，導(dǎo)致電網(wǎng)電源輸入電流含有大量諧波，造成電源品質(zhì)惡化，電源污染越來(lái)越嚴(yán)重。為了抑制諧波及降低電磁污染，功率因數(shù)校正(PFC) 技術(shù)正成為電力電子技術(shù)研究的重要領(lǐng)域。目前，PFC 技術(shù)有單級(jí)和兩級(jí)之分，單級(jí)PFC 變換器主要應(yīng)用于中小功率場(chǎng)合，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低廉，但PF 值較低。兩級(jí)PFC 變換器是在整流濾波和DC/ DC 功率級(jí)之間串入一個(gè)有源PFC 電路作為前置級(jí)，具有PF 值高、PFC 級(jí)輸出電壓恒定等優(yōu)點(diǎn)，適用于中大功率場(chǎng)合的應(yīng)用。但是兩級(jí)PFC 結(jié)構(gòu)需要兩套控制電路，增加了變換器成本、重量以及復(fù)雜度。近年來(lái)，隨著PFC/ PWM 復(fù)合控制芯片的發(fā)展，兩級(jí)PFC 變換器得到了很大的發(fā)展。

　　在兩級(jí)PFC 變換器中， 連接前級(jí)PFC 和后級(jí)DC/ DC 的直流連接電容占整個(gè)變換器的很大一部分體積，傳統(tǒng)兩級(jí)PFC 常用的后緣/ 后緣調(diào)制方法不利于減小直流連接電容的大小?，F(xiàn)今廣泛使用的前緣/后緣調(diào)制方法可有效減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，但是一直未有詳細(xì)的理論推導(dǎo)。本文在兩種調(diào)制方法下對(duì)直流連接電容的紋波電流進(jìn)行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)和仿真，證明了前緣/ 后緣方法的有效性。最后，通過(guò)使用復(fù)合控制芯片ML4803 進(jìn)行了兩級(jí)功率因數(shù)校正的實(shí)驗(yàn)，其前級(jí)采用平均電流控制模式的Boost 型PFC 電路，以提高電源的功率因數(shù)值;后級(jí)采用雙管正激PWM 電路，實(shí)現(xiàn)DC2DC 變換功能。

　　1 　兩級(jí)PFC中直流連接電容的分析

　　在如圖1 所示的兩級(jí)PFC 變換器結(jié)構(gòu)中，前級(jí)PFC 屬于有源濾波，使輸入電流與輸入電壓波形、相位一致， 提高功率因數(shù)， 減小諧波畸變率， 常采用Boost 電路做PFC 電路。后級(jí)DC/ DC 起隔離和電壓變換的作用。在傳統(tǒng)兩級(jí)PFC 電路中，通常對(duì)PFC和DC/ DC 部分各自進(jìn)行獨(dú)立控制，現(xiàn)在多將PFC 與DC/ DC 的控制相結(jié)合。

圖1 　兩級(jí)PFC變換器結(jié)構(gòu)框圖

　　交流220 V 輸入時(shí)，經(jīng)前級(jí)Boost PFC 電路后，輸出電容電壓的預(yù)設(shè)值較高，接近400 V 左右。且為保證功率校正電路的輸出電壓Uc紋波小，直流連接電容C1 的電容值較大。我們知道，電容的體積與電容值以及耐壓值成正比，大體積的電容將導(dǎo)致整個(gè)兩級(jí)PFC變換器體積龐大。因此減小直流連接電容的體積有利于減小整個(gè)變換器的體積。

　　同步即要使前級(jí)功率開關(guān)管的導(dǎo)通與后級(jí)功率開關(guān)管的關(guān)斷同時(shí)進(jìn)行，需在前級(jí)PFC 階段采取前緣調(diào)制(L EM) 方法， 后級(jí)DC/ DC 階段采取后緣調(diào)制( TEM) 方法。正確的同步前后兩級(jí)，能有效地減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，進(jìn)而減小直流連接電容的體積。

　　圖2 (a) 為前緣調(diào)制，功率開關(guān)管在每個(gè)開關(guān)的時(shí)鐘周期開始時(shí)關(guān)斷，當(dāng)誤差放大器電壓輸出信號(hào)與斜坡調(diào)制信號(hào)相等時(shí)，開關(guān)管開通，并且一直保持到當(dāng)前周期結(jié)束。圖2 (b) 為后緣調(diào)制，功率開關(guān)管在每個(gè)開關(guān)周期的時(shí)鐘周期開始時(shí)開通，當(dāng)誤差放大器電壓輸出信號(hào)與斜坡調(diào)制信號(hào)相等時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，直到當(dāng)前時(shí)鐘周期結(jié)束。

圖2 　兩種調(diào)制方法

　　在兩級(jí)PFC 的傳統(tǒng)控制方案中， PFC 級(jí)與DC/DC 級(jí)均采用后緣調(diào)制，即在時(shí)鐘開始時(shí)同時(shí)導(dǎo)通前后兩級(jí)的功率開關(guān)管。此時(shí)，當(dāng)變換器處于前級(jí)開關(guān)管關(guān)斷、后級(jí)功率開關(guān)管也關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，前級(jí)PFC 階段將出現(xiàn)一個(gè)瞬間的無(wú)負(fù)載狀態(tài)，此時(shí)電容紋波電流最大，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)困難。

　　2 　兩種調(diào)制方法下直直電容紋波電流推導(dǎo)

　　下面在PFC 和DC/ DC 兩級(jí)均工作在相同開關(guān)頻率的條件下，對(duì)兩種調(diào)制方法下電容電流有效值的大小進(jìn)行詳細(xì)的理論分析。

　　圖3 為設(shè)計(jì)的兩級(jí)PFC 電路原理圖， 前級(jí)為Boost PFC 電路，后級(jí)為雙管正激DC/ DC 電路。

圖3 　兩級(jí)PFC變換器原理圖[!--empirenews.page--]

　　2. 1 　TEM/ TEM調(diào)制

　　后緣/ 后緣調(diào)制時(shí)變換器的工作時(shí)序圖如圖4 所示。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電容C1 紋波電流如下:

圖4 　后緣/ 后緣調(diào)制時(shí)序圖

　圖5 　前緣/ 后緣調(diào)制時(shí)序圖

　　由式(3) 、(5) 可得:

　　所以電容紋波電流的有效值為:

　　對(duì)于正激電路:

　　將式(8) 代入式(7) 可得:

　　2. 2 　LEM/ TEM調(diào)制

　　前緣/ 后緣調(diào)制時(shí)變換器的工作時(shí)序圖如圖5 所示，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電容C1 紋波電流如下:

　　同樣由式(3) 、(5) 可得:

　　則電容紋波電流的有效值為:

　　聯(lián)立式(8) 、(12) 可得:

　　比較式(7) 、(13) 可知，在L EM/ TEM 調(diào)制下的電容紋波電流有效值要小于TEM/ TEM 調(diào)制下的電容紋波電流有效值。[!--empirenews.page--]

　　3 　仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

　　3. 1 　仿真波形與結(jié)果分析

　　為了驗(yàn)證上面直直電容紋波電流有效值公式推導(dǎo)的正確性，在PSIM 仿真環(huán)境下搭建了仿真模型，進(jìn)行了電路仿真。為電路參數(shù)選擇如下:交流輸入電壓Uin= 220 V ，L1 = 1 mH ， C1 = 220 μF ，L2 = 100 μH ，開關(guān)頻率f = 50 kHz ，輸出功率Po = 240 W。

　　圖6 (a) 是功率因數(shù)校正前變換器的輸入電流和輸入電壓波形，圖6 (b) 是校正后變換器的輸入電流和輸入電壓波形。由圖可以看出校正后，輸入電流Iin波形得到很好改善，提高了變換器的功率因數(shù)。圖7 (a)是后緣/ 后緣調(diào)制時(shí)電容電流波形和驅(qū)動(dòng)波形，圖7(b) 是前緣/ 后緣調(diào)制時(shí)電容電流波形和驅(qū)動(dòng)波形。

　　由圖中可以看出前緣/ 后緣調(diào)制時(shí)電容電流的有效值小于后緣/ 后緣調(diào)制時(shí)的值。

圖6 　PFC校正前后輸入電壓和電流波形圖

圖7 　后緣/ 后緣調(diào)制、前緣/ 后緣調(diào)制時(shí)驅(qū)動(dòng)及電容電流波形

　　3. 2 　基于ML4803 的實(shí)驗(yàn)波形和結(jié)果分析

　　ML4803 是飛兆公司生產(chǎn)的基于前緣/ 后緣調(diào)制方法的PFC/ PWM 復(fù)合控制芯片。該芯片有8 個(gè)引腳，具有很低的起動(dòng)和運(yùn)行電流。本文基于ML4803 設(shè)計(jì)了兩級(jí)PFC 電路，根據(jù)設(shè)計(jì)要求確定兩級(jí)電路設(shè)計(jì)方案為:前級(jí)為平均電流控制的Boost PFC 電路，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的功能，同時(shí)把輸入直流電壓提升到400V ;后級(jí)為雙管正激的PWM 電路，把400 V 母線電壓降至12 V ，主電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。

　　主要設(shè)計(jì)參數(shù)為: 輸入電壓Uin = 220 VAC ， 50Hz ;輸出額定電壓Uo = 12 V ; 輸出額定電流Io = 20A ;工作頻率67 kHz ; C1 = 220 μF ;變壓器變比12 :1 ;電感L1 = 1 mH ;L2 = 100μH ;功率因數(shù)> 0. 98 。主開關(guān)Q1 、Q2 、Q3 : IRF840 ; 整流橋RS507 ; 續(xù)流二極管D5 : HFA0 8 TB6 0 ; 續(xù)流二極管D8 、D9 : 3 0 CPQ0 6 0 。

　圖8 　輸入電壓電流和輸出電壓的波形

圖9 　開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形

　　由圖8 可以看出，經(jīng)校正后的輸入電流波形得到很好的改善，為正弦波，功率因數(shù)大大提高，輸出電壓穩(wěn)定在12 V。由驅(qū)動(dòng)波形可看出變換器工作在前緣/后緣調(diào)制方法。

　　4 　結(jié)　論

　　在兩級(jí)功率因數(shù)校正變換器中，前緣/ 后緣調(diào)制方法能有效減少直流連接電容的紋波電流大小，進(jìn)而減小整個(gè)兩級(jí)變換器的體積。本文對(duì)直流連接電容的紋波電流有效值進(jìn)行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)和仿真驗(yàn)證，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一臺(tái)基于ML4803 具有功率因數(shù)校正功能的兩級(jí)PFC 變換器，對(duì)理論分析進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。