不對(duì)稱(chēng)半橋變換器的研究

摘要：介紹了一種利用互補(bǔ)的PWM控制的不對(duì)稱(chēng)半橋DC/DC變換器。分析了電路的穩(wěn)態(tài)過(guò)程和開(kāi)關(guān)的ZVS過(guò)程，同時(shí)對(duì)開(kāi)關(guān)達(dá)到ZVS的條件進(jìn)行了分析。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了這種電路對(duì)提高效率的有效性。為了進(jìn)一步改進(jìn)電路，針對(duì)電路輸出二極管的電壓應(yīng)力的不平衡，提出了一種副邊繞組不相等的拓?fù)?，并進(jìn)行了分析。

關(guān)鍵詞：不對(duì)稱(chēng)半橋；零電壓開(kāi)關(guān)；效率

1    引言

    近年來(lái)，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)得到了廣泛的發(fā)展和應(yīng)用，提出了不少高效率的電路拓?fù)?，其中不?duì)稱(chēng)半橋是一個(gè)比較典型的電路。

    不對(duì)稱(chēng)半橋是一種適用于中低功率的DC/DC零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）變換器電路。該電路采用固定死區(qū)的互補(bǔ)PWM控制方式，不需要外加元件，充分利用電路本身的分布特性，通過(guò)變壓器漏感和開(kāi)關(guān)寄生電容的諧振，實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。這種電路保持了PWM開(kāi)關(guān)模式的低開(kāi)關(guān)導(dǎo)通損耗，而且消除了開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通損耗，因此，可以得到很高的效率。

2    主電路的工作原理分析

2.1    電路的穩(wěn)態(tài)分析

    不對(duì)稱(chēng)半橋的主電路如圖1所示。圖1中包括兩個(gè)互補(bǔ)控制的功率MOSFET，其中S₁的占空比為D，S₂的占空比為（1－D），D_S1和D_S2是開(kāi)關(guān)的體二極管，C_S1和C_S2分別是開(kāi)關(guān)的結(jié)電容。隔直電容C_b，作為開(kāi)關(guān)S₂開(kāi)通時(shí)的電源。包括漏感L_k，勵(lì)磁電感L_m的中心抽頭的變壓器，原邊匝數(shù)為N_p，副邊匝數(shù)分別為N_s1和N_s2。半橋全波整流二級(jí)管D₁和D₂。輸出濾波電感L，電容C_f和負(fù)載R_L。

圖1    不對(duì)稱(chēng)半橋主電路圖

    電路的穩(wěn)態(tài)工作原理為：

    1）當(dāng)S₁導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊承受正向電壓，副邊N_S1工作，二極管D₁導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)S₂，二極管D₂截止；

    2）當(dāng)S₂導(dǎo)通時(shí)，隔直電容C_b加在變壓器的原邊，副邊N_S2工作，開(kāi)關(guān)S₁，二極管D₁截止。

    理想的工作波形見(jiàn)圖2。其中n₁=N_p/N_S1，n₂=N_p/N_S2，且n₁=n₂=n。通過(guò)對(duì)電路的穩(wěn)態(tài)分析，可以得到以下的一些公式。

圖2    不對(duì)稱(chēng)半橋的理想波形

    由于變壓器的伏秒平衡，電壓的直流分量都加在隔直電容C_b上

    V_cb=DV_in    （1）

    從輸出濾波電感的磁平衡，可推導(dǎo)出輸出電壓

    V_o=    （2）

2.2    開(kāi)關(guān)的ZVS過(guò)程分析

    下面分3個(gè)工作模式來(lái)分析開(kāi)關(guān)S2的ZVS過(guò)程。理想的工作波形見(jiàn)圖3。

圖3    不對(duì)稱(chēng)半橋開(kāi)關(guān)S2的ZVS過(guò)程的波形

    1）開(kāi)關(guān)模式1（t₀～t₁）    在t₀時(shí)刻，S₁關(guān)斷，S₁的寄生電容C_S1被線性充電，S₂的寄生電容C_S2線性放電。變壓器副邊D₁續(xù)流。此階段在t₁時(shí)刻v_A=V_cb結(jié)束。

    2）開(kāi)關(guān)模式2（t₁～t₂）    t=t₁時(shí)，變壓器原邊電壓變?yōu)樨?fù)，電容C_S1、C_S2和漏感L_k發(fā)生串聯(lián)諧振。

    v_A(t)=V_cb－I_p1Z_nsinω_k(t－t₁)    （3）

    i_p(t)=I_p1cosω_k(t－t₁)    （4）

式中：I_p1為t₁時(shí)的變壓器原邊電流；

      Z_n為特征阻抗，Z_n=；

           ω_k為諧振角頻率ω_k=； [!--empirenews.page--]

      C=C_S1=C_S2。

    由于負(fù)壓加在L_k上，漏感電流I_p開(kāi)始減小。副邊為了保持輸出電流I_o不變，整流二級(jí)管D₁和D₂一起導(dǎo)通，變壓器副邊等效短路，變壓器原邊電壓全部加在漏感上。

    3）開(kāi)關(guān)模式3（t₂～t₄）    在t=t₂時(shí)，v_A=0時(shí)，S₂的體二極管D_S2開(kāi)始導(dǎo)通，為S₂創(chuàng)造了零電壓開(kāi)通的條件。這時(shí)一個(gè)恒定的電壓V_cb加在L_k上，變壓器原邊電流i_p線性下降，在t=t₃時(shí)，i_p過(guò)零，并反向增大，二極管D₁和D₂繼續(xù)共同導(dǎo)通。

    S₂必須在t₂～t₃之間導(dǎo)通，否則將失去零電壓開(kāi)通條件。所以要適當(dāng)設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)脈沖之間的死區(qū)時(shí)間（t_a－t₀）。

    通過(guò)對(duì)不對(duì)稱(chēng)半橋開(kāi)關(guān)S₂的開(kāi)通瞬態(tài)分析可知，要使開(kāi)關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS開(kāi)通，必須滿足以下兩個(gè)條件。

    （1）在S₂開(kāi)通時(shí)，S₂兩端的電壓（即v_A）必須小于零且i_p仍為正向，也就是說(shuō)，電路要有一定的負(fù)載電流，由式（3）可得

    i_p1>    （5）

從而得出特征阻抗要滿足的條件為

    Z_n>    （6）

    （2）兩個(gè)開(kāi)關(guān)脈沖之間要保證適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時(shí)間，使得S₂在其電壓過(guò)零時(shí)開(kāi)通。也就是要滿足t₂－t₀<t_a－t₀<t₃－t₀，其中

    t₂－t₀=C＋arcsin    （7）

    t₃－t₀=(t₂－t₀)＋L_k    （8）

    S₁的零電壓開(kāi)通過(guò)程同S₂類(lèi)似。當(dāng)S₂關(guān)斷，S₁準(zhǔn)備開(kāi)通時(shí)，i_p給C_S2充電，而C_S1放電。L_k，C_S1，C_S2組成串聯(lián)諧振電路。當(dāng)C_S1上的電壓放到零時(shí)，S₁的體二極管D_S1開(kāi)通，這時(shí)開(kāi)通S1，就實(shí)現(xiàn)了S₁的ZVS開(kāi)通。

3    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    根據(jù)以上的分析，設(shè)計(jì)了一個(gè)頻率為100kHz的電路。輸入電壓為40～60V，輸出電壓為12V，輸出電流為6A。原邊開(kāi)關(guān)選用STP75NE75，D₁選用STP10H100CT，D₂選用STP30L60CT。功率變壓器選用EER28骨架，N_p=10匝，N_S1=N_S2=6匝。實(shí)驗(yàn)所得的S₁、S₂的漏源極電壓波形與漏極電流波形見(jiàn)圖4。從圖4中可以看出，S₁和S₂都實(shí)現(xiàn)了ZVS。

(b)    V_in=60V

(a)    V_in=40V

(d)    V_in=60V

(c)    V_in=40V

圖4    在不同輸入電壓時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形 [!--empirenews.page--]

4    不對(duì)稱(chēng)半橋的改進(jìn)

    對(duì)圖1的穩(wěn)態(tài)分析還可以得出輸出二級(jí)管關(guān)斷時(shí)承受的反向電壓

    V_D1=    （9）

    V_D2=    （10）

    如前所述,不對(duì)稱(chēng)半橋占空比的最大值是0.5。所以,從式（9）和式（10）可以得出，當(dāng)占空比很小時(shí)，二極管D₂承受的反壓就會(huì)很大。而且這種情況在輸入電壓范圍寬時(shí)更加嚴(yán)重。

    如果采用副邊繞組不相等的電路（即N_s2/N_s1大于1），則占空比就可以大于0.5，從而消除這種二極管電壓應(yīng)力不均的問(wèn)題。這時(shí)不對(duì)稱(chēng)半橋的輸出電壓為

    V_o=    （11）

    下面具體推導(dǎo)如何根據(jù)已知條件求出Ns2/Ns1的值。

    令a=N_s2/N_s1    （12）

    則式（11）可變?yōu)?

    N_s1=    （13）

    令占空比的變化范圍為D₁～D₂，且D₁<0.5<D₂，也就是說(shuō)，當(dāng)輸入電壓為最大值V_inmax時(shí)，占空比為D₁，當(dāng)輸入電壓為最小值時(shí)，占空比為D₂，即

    N_s1=    （14）

    N_s1=    （15）

由式(14)，式(15)可得

    =·    （16）

令f(D₂)=，并求這個(gè)函數(shù)的最大值，可以得出，在

    D₂=    （17）

時(shí)，函數(shù)f(D₂)取得最大值。顯而易見(jiàn)，當(dāng)占空比對(duì)稱(chēng)地分布在0.5左右時(shí)，可以得到最理想效果?？梢缘玫?

    D₁=    （18）

把式（17）和（18）代入式（16），就可以得到a的值了。

    以本文實(shí)驗(yàn)為例，來(lái)說(shuō)明不對(duì)稱(chēng)繞組對(duì)二極管選用的好處。

    圖5是輸出電壓為12V時(shí)輸出二極管的電壓應(yīng)力圖。從圖5中可以看出，當(dāng)N_s2/N_s1增加時(shí)，二極管D₁的電壓應(yīng)力會(huì)增大，而二極管D₂的電壓應(yīng)力會(huì)減小。當(dāng)N_s2/N_s1=1時(shí)，2個(gè)二極管的電壓應(yīng)力范圍約為25～50V。當(dāng)N_s2/N_s1=3時(shí)，二極管的最大電壓應(yīng)力小于35V。

圖5    輸出二極管的電壓應(yīng)力

5    結(jié)語(yǔ)

    不對(duì)稱(chēng)半橋DC/DC變換器由于采用了互補(bǔ)的PWM控制，充分利用電路的特性，以諧振的方式達(dá)到開(kāi)關(guān)的ZVS開(kāi)通，從而消除了開(kāi)關(guān)損耗，提高了電路的效率。

    同時(shí)，采用副邊繞組的不對(duì)稱(chēng)解決了普通的不對(duì)稱(chēng)半橋電路輸出二極管電壓應(yīng)力不均的問(wèn)題。這樣可以選用低電壓的二極管，即節(jié)約了成本，還進(jìn)一步提高了電路的效率。