1. 導言
新的功率在200W-500W 的交流電源設計，越來越需要功率因素校正（PFC），以在減少電源線上的能源浪費，并增加最多來自電源插座的功率。 這篇文章描述了一個用於液晶電視的200W 電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm ，無風扇的簡單冷卻，低成本。這些特徵對於將要應用的場合是不可或缺的。
2. 電路描述和設計
設計指標如下∶
交流輸入電壓∶85－265VRMS·功率因素∶
> 0.95·總輸出功率∶200W·
三個直流輸出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個單元。
第一電源集成一個功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM（脈寬調制）二合一控制器周圍，產生一個24V/6A 和12V/5A 的輸出。這個器件包含一個平均電流模式PFC 控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。在描述的這項應用中，PWM工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這種變換器能產生一個穩(wěn)壓的24V 輸出。12V輸出則由一個采用MC34063A PWM控制器的Buck 變換器產生。這個附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調節(jié)問題，這對於多重輸出正激變換器總是一個問題，當負載大范圍變化時。附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更復雜、更大的耦合電感相比。
第二電源是一個基於飛兆半導體功率開關（FPS）的Flyback 變換器，它給FAN4800提供電源和5V 輸出。這個電源工作在待機模式下，它的無負載功耗低於500mW。因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。
為了簡潔，設計計算和電路圖將在每個模組中單獨給出。最終完成的示意圖和布局，可在附錄中查到。
3. 功率因素校正
本節(jié)回顧了功率因素校正電路的電源選擇。用來設立乘法器的工作點和差動放大器的增益和頻率補償?shù)牡凸β什考脑O計在[1]中給出。
3.1 整流器
由於主電源用來提供一個200W的輸出功率，即總輸入功率。假設PFC的效率為90％，正激變換器效率為90％，其中輸出功率為∶
考慮到最大輸入電壓為85VRMS，最大輸入電流為∶
電磁干擾濾波器的常見共模扼流圈，必須承受這部分電流，同時具有約10mH 高電感。市場上有一些扼流圈，具有高電流，高電感和小尺寸的特徵，來自EPCOS 和TDK。扼流圈的實際值和類型由電磁干擾測試確定，依賴於工作條件，也許與本文提出的濾波器有所不同。
與輸出串聯(lián)的負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC）限制了浪涌電流，但并非電源工作所真正需要的。
整流器根據(jù)IIn,RMS選定，但注意到高額定電流二極管通常在某一電流下具有更低的電壓降，使用一個額定電流略高的整流橋是有利的。對於實際設計，選擇一個6A/800V橋GBU6K。
整流器功耗是可以預計的，通過一個恒定正向電壓下已知的近似二極管正向特性乘以一個串聯(lián)電阻。正向電壓VF 和串聯(lián)電阻Rs 必須從規(guī)格說明書中查，對於GBU6K 分別是0.8V和0.03Ω。功耗方程變成∶
如果我們假設一個絕對的最高結溫度TJ 為150℃，最高室溫為50℃，然後BR1 散熱器的熱大熱阻（與空氣之間）應為
3.2 電感L1
在講述的設計中，通過L1的波紋電流的振幅被選定為輸入電流的20％。在這種選擇下，電感可以根據(jù)下列等式（5） 計算∶
給出的電感差不多是1mH。當RMS電流等於RMS輸入電流時，L1的峰值電流是
在這個電流和5A/mm2的電流密度下，所需的銅線截面積約為0.58mm2。 由於高頻電流僅為輸入電流的20％，趨膚效應和鄰近效應不是很明確。三或四條細電線并聯(lián)總面積能夠達到所需面積就足夠了。在實際設計中，使用了三根直徑為0.5mm的電線，電流密度略低於5A/mm2。L1 的磁環(huán)尺寸根據(jù)被稱為磁環(huán)區(qū)域乘積Ap確定，即有效磁性截面積和繞組面積（骨架）的乘積。這個乘積很容易證明是
其中ACu是銅線面積，Bpeak 是飽和磁通密度（對於大多數(shù)鐵氧體，≤0.35T）。fCu是銅填充因子，對於簡單電感，約為0.5；對於含有幾個線圈的變壓器，約為0.4。確定這些數(shù)據(jù)後，L1的Ap需求值是
基於慣例，對大多數(shù)磁環(huán)，磁性截面積和繞組面積非常相近，需要的磁環(huán)面積為
因此，對於我們的應用，一個合適的磁環(huán)的Ae約為122mm2。雖然，要找到此磁截面的磁芯并不難，但電感的高度由於應用要求被限制在25mm。因此，經過一番對磁環(huán)和筒管規(guī)格說明書仔細搜索之後，選擇了EER3542，它的Ae為107mm2，AW為154mm2，得到AP約為16500mm4。
其中AL，0是無氣隙磁芯的AL（查磁芯規(guī)格書），有氣隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。如果後兩個值的單位是nH，Ae 的單位是mm2，那麼氣隙長度s 的單位是毫米。在這次設計中，氣隙長度約2 毫米。
3.3 Q1和D1
因為最高額定輸入電壓是265VRMS，Q1的最大漏極電壓為500V 似乎足夠了。但是建議使用一個額定電壓為600V的MOSFET，因為經驗顯示這個600V MOSFET，能夠承受浪涌測試，根據(jù)無損壞IEC61000-4-5標準，而500V類型則需要額外的浪涌電壓限制器。同樣，這對於Boost二極管也是有效的。這是因為電解質電容C5能夠吸收大量能量，保護一個600V 器件，而不是500Ｖ器件。Q1和D1的峰值電流和通過L1 的峰值電流是相同的，即4.5Ａ，而Q1的RMS 電流為∶
D1的RMS 電流為∶
尤其對於MOSFET，低功耗和峰值電流是選擇某些器件的重要考慮因素。
經過一番計算，選擇了一個最大RDSon約為0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。Q1 的總功耗分成傳導功耗和開關功耗。傳導功耗如下∶
開關損耗進一步分為，由於源漏電容（加上寄生電容的，例如L1 和PCB）放電導致的功耗和由於開關過程中電流和電壓重疊帶來的功耗，以及D1反向恢復帶來的功耗。所有這三項都無法確切了解，但可以根據(jù)下面的表達式估計∶
FCP16N60的COSS,eff是110pF，而雜散電容Cext估計為150pF。50ns的交叉時間tcrossover 是一個合理的估計值，并且得到測量確認。二極管反向恢復導致的功耗預計為2W。最終，Q1 的總功耗是∶
4、雙管正激變換器
圖2是雙管正激變換器。在這個應用中，F(xiàn)AN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優(yōu)點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構造簡單，便宜，因為它不需要復位繞組。
當然有缺點需要考慮∶使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為功率MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以兩種解決方案的成本是相似的。
因為使用了門極驅動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅動器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關閉和導通。當導通時，能量轉移到次級；當關閉時，變壓器經復位二極管D217和D218被去磁化。
對於雙管和單管正激來說，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說明AN-4137及其相關的電子數(shù)據(jù)表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個PFC預調節(jié)器產生，填入電子數(shù)據(jù)表的線路電壓須選擇適當，以獲得正確的直流電壓。在這個應用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率并不影響計算。
接下來，考量 直流母線電容大?。ɡ?000uF），因為使用到PFC，實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當小。
最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。
由於已經有了單個晶體管正激的表單，np/nr比（Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。
輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個反復的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過大。因此，開始假設一個紋波因素，然後檢查L5的配置結果是否可以接受。在這次設計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個EER2828磁環(huán)。根據(jù)選擇的KRF，通過Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶
如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個浪涌電壓限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列數(shù)據(jù)功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類似。
這里給出了一個功耗上限值。在實際中，勵磁電感的諧振和節(jié)電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當然是完全相同的。每一個MOSFET需要一個最大熱阻為20℃/W的散熱器。
電流感應電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個條件實現(xiàn)了但沒有馀量。出於這個原因，選擇0.47Ω電阻，此時最大峰值電流為2.1A。
電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據(jù)Excel表計算。在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個EER2834磁環(huán)，繞組數(shù)據(jù)可在附錄中查到。整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導和開關損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數(shù)據(jù)表中給出，可以用來確定二極管；實際選擇的是兩個FYP2010DN二極管。整流二極管D219和D220的平均電流為∶
確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。
再次，每個二極管使用的散熱器熱阻不超過20℃/W。
5、 DC/DC 變換器
如圖所示的Buck 變換器工作在連續(xù)模式，由一個簡單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開放集電極輸出，使用一個由Q211/212 組成的驅動器來驅動P溝道MOSFET。通過Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。
由於肖特基二極管的快速開關，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網(wǎng)絡R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網(wǎng)絡值的等式，經驗顯示計算值僅僅是實驗優(yōu)化的一個初值。原則上，使用相容在一個FYP2010中的兩個二極管是可能的，但在這種情況下，每個封裝的功耗加倍了，散熱復雜了。另一個用兩個二極管代替一個的理由是，即自驅動同步整流器（未列出）準備的PCB 需要兩個單獨二極管。
6. 待機電源
由FSD210B 驅動的flyback 電源（圖5），不僅產生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過OC2，主電源在待機期間是完全關閉的，只有這個電源仍然工作。
通常這種電源沒有什麼特別的，而且可以很容易地在AN-4137和相關電子數(shù)據(jù)表，或SMPS 設計工具[3]的幫助下進行設計。實際設計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設計到一個不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個問題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問題。
7. PCB 布局和機械構造
在文獻［4］中可以找到功率電子布局規(guī)則，談到高di/dt 的回路封閉區(qū)域和高dv/dt 節(jié)點的銅箔區(qū)域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側和FAN4800 接地引腳應該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應。實際中的問題有∶對於較高輸出功率，PCB會較大；功率半導體必須放置在大散熱器上。結果是，往往不可能使回路小到應該達到的值，同時結合電流密度規(guī)則，布線和星形的銅芯面積會破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時是一種妥協(xié)，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。
如果密切留意實際的電路板，你會發(fā)現(xiàn)一些不太重要的信號走的路線不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應盡可能小（考慮可靠性，對於給定電壓，間距約2mm），以使回路最小。其次是成本因素，由一個2mm 厚鋁板組成的簡單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個額外的散熱器。
8. 測試結果
本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結果。
8.1 待機電源和輸入電壓
見圖78.2 全負載效率和輸入電壓見圖8
輸入電壓大於110VRMS時，效率遠高於預計的81％。對較小的電壓，數(shù)據(jù)可通過一個低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。
8.3 功率開關和二極管波形見圖9
圖9 的左側顯示Q212 的漏極電流（下跡線）和電壓（上跡線）。從電流看來，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當MOSFET關閉時。變壓器去磁化之後，電壓開始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。
當MOSFET 導通時，漏極電壓有機會接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差（+/-30％）這可能因不同電路板而異。圖10 的二極管波形清楚地顯示了當二極管關閉時的寄生振蕩。
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