PA-Switch系列集成控制器在小功率DC-DC變換器中的應(yīng)用（二）

5．應(yīng)用

5．1 DPA-Switch的選擇

實際應(yīng)用當(dāng)中，選用何種型號的DPA-Switch，應(yīng)根據(jù)變換器的最大輸出功率、效率、散熱以及成本等因素綜合考慮。比較簡便的方法是借助DPA-Switch的“輸出功率－耗散功率關(guān)系表”，如表1－表3所示。

注意，上述關(guān)系表是在5V單路輸出及采用肖特基二極管整流，同時DPA-Switch散熱狀況良好，結(jié)溫低于100℃的條件下得出的。

通過表1－表3可以直觀的看出，在不同的直流輸入范圍內(nèi)，DPA-Switch的輸出功率與耗散功率的關(guān)系。例如，當(dāng)輸入直流電壓范圍為36V-75V時，DPA424R在23W變換器中的典型耗散功率為1W，而DPA425R在23W變換器中的典型耗散功率僅為0.5W。由于在相同條件下DPA425R的耗散功率更低，變換器的效率能夠提高大約2％。由此可知，在通常情況下，對于小功率DC－DC變換器，為了獲取更高的效率，可以選用規(guī)格高一等級的控制器。

5．2 相關(guān)問題

（1）初級箝位

為了防止DPA-Switch內(nèi)部開關(guān)管漏極電壓受初級漏感電流的影響而超出其額定值，在初級側(cè)需要增加箝位網(wǎng)絡(luò)。實際當(dāng)中箝位網(wǎng)絡(luò)由齊納二極管和小容量電容構(gòu)成并跨接在初級繞組上，不但效果良好，而且成本也較低。

（2）輸出整流

次級整流推薦采用肖特基二極管或同步整流結(jié)構(gòu)。

（3）軟啟動

由于反饋環(huán)路動作需要一定的時間，變換器在啟動過程中承受的應(yīng)力非常大，因此DPA-Switch內(nèi)部加入了軟啟動電路。在軟啟動過程中，大約經(jīng)過5ms的時間，占空比才由零線性上升至DCMAX。同時，初級限流閾值也由85％上升至100％。輸入電壓在這段時間內(nèi)逐步上升，直至反饋環(huán)路開始起作用。軟啟動電路有效降低了啟動過程中DPA-Switch內(nèi)部MOSFET、箝位電路以及輸出二極管的開關(guān)應(yīng)力，避免變壓器飽和。另外，軟啟動電路還能夠起到抑制輸出電壓過沖的作用。在某些應(yīng)用場合下，可以省掉輸出平滑電容。

（4）開關(guān)頻率

DPA-Switch提供300KHz和400KHz兩種開關(guān)頻率。對于采用變壓器次級直接驅(qū)動的同步整流結(jié)構(gòu)，開關(guān)頻率推薦采用300KHz。因為此時貯存在電感中的磁化能量更多，足以驅(qū)動MOSFET。

（5）變壓器

在正激變換器設(shè)計中，推薦變壓器的最大工作磁通在1500高斯左右變化，而峰值磁通密度在3500高斯左右比較合適，并應(yīng)確保磁性元件，包括變壓器和輸出電感，在過載等極限狀態(tài)下不飽和。如果為了提高變換器的效率而選用了高一等級的DPA-Switch，應(yīng)將其限流閾值下調(diào)至峰值工作電流附近，一方面限制過載功率，另一方面也可減小次級元件的尺寸。

（6）空載及待機(jī)功耗

在輕載或空載狀態(tài)下的“周期跳越”功能能夠顯著降低功耗。如果在一些應(yīng)用場合不宜采用“周期跳越”功能，則需要外接預(yù)置負(fù)載。

（7）電路布局

DPA-Switch的基板在芯片設(shè)計時與內(nèi)部MOSFET的源極連在一起，這樣做的目的是使DPA-Switch的基板起到開關(guān)大電流功率回線的作用。因此，在電路布局時需用寬的、低阻抗印制線將DPA-Switch的基板與輸入解耦電容相連。注意，DPA-Switch的Source引腳不再流過大功率電流，而只作為信號地使用。如果布局上有誤，將造成工作異常。

Control引腳上的旁路電容應(yīng)與Source引腳及Control引腳緊挨在一起，Source引腳與Line-Sense引腳和External Current Limit引腳之間的元件也應(yīng)盡量靠近。需要注意的是，流過Source引腳的開關(guān)電流必須經(jīng)過單獨的印制線與輸入電容相連，而不能與Control引腳、Line-Sense引腳或External Current Limit引腳上的元件共用印制線。

與Line-Sense引腳和External Current Limit引腳連接的所有印制線都應(yīng)盡可能的短，并遠(yuǎn)離Drain引腳的印制線。另外，Line-Sense引腳與其外接電阻之間、Control引腳與其外接電容之間、反饋光藕與Control引腳及Source引腳之間的印制線都應(yīng)盡可能的短，以避免噪聲耦合干擾。

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（8）散熱

如果使用單面印制板，為了更好的散熱，推薦采用復(fù)合鋁印制板。這種印制板的底面為鋁復(fù)合層，外接散熱器可以直接固定在上面。如果采用雙面板，覆銅厚度應(yīng)加厚，以提高散熱效果。注意，如果采用復(fù)合鋁印制板，應(yīng)采取一定的屏蔽措施，以防止高頻開關(guān)噪聲信號與鋁基板發(fā)生耦合。

5．3 設(shè)計指導(dǎo)

DPA-Switch非常適合于單端正激DC-DC變換器的設(shè)計。隨著專用設(shè)計軟件PI Expert功能的不斷完善，采用DPA-Switch進(jìn)行設(shè)計已經(jīng)變得越來越簡便和快捷。有關(guān)PI Expert專用設(shè)計軟件的使用方法不在本文討論的范圍之內(nèi)，下面將要詳細(xì)討論的是采用DPA-Switch設(shè)計小功率單端正激DC-DC變換器時需要注意的各種問題。對這些問題的探討將有助于設(shè)計者更深入的了解DPA-Switch。

圖20所示為DPA-Switch控制的30W單路輸出單端正激DC-DC變換器的典型電路原理圖。其規(guī)格如表4所示：

5.3.1 系統(tǒng)要求

（1）輸入電壓范圍

設(shè)計過程中，實際輸入電壓范圍應(yīng)比規(guī)格所要求的要寬。由表4可知，變換器要求的輸入電壓范圍為36V－75V，實際設(shè)計時應(yīng)留有裕量，最低輸入直流電壓可設(shè)為30V，最高輸入直流電壓可設(shè)為90V。

（2）輸出特性

反饋環(huán)路采用帶頻率補(bǔ)償?shù)腡L431進(jìn)行控制。輸出濾波電感和輸出濾波電容的大小對噪聲和紋波的影響很大，如何選取稍后討論。

（3）輸出整流電路

如果考慮成本，輸出整流電路可以選用肖特基二極管；如果要進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率，輸出整流電路可以采用同步整流電路。需要注意的是普通的超快恢復(fù)二極管在這里并不適用。有關(guān)同步整流的電路詳細(xì)討論也在稍后討論。

（4）效率

變換器的效率當(dāng)然是越高越好，但實際當(dāng)中設(shè)計者不得不權(quán)衡利弊，考慮成本以及電路復(fù)雜程度等問題。圖20所示的電路，在中等負(fù)載條件下的效率超過85％。如果變換器未采用同步整流電路，DPA-Switch的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的25％，輸出整流電路的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的40％，磁性部件的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的30％。當(dāng)采用同步整流電路時，變換器的效率能夠提高到90％。目前，下一代DPA-Switch正在開發(fā)當(dāng)中，由于其RDS(ON)更低，變換器的效率有望得到進(jìn)一步的提高。另外，增大磁芯的體積，提高工作頻率都有助于提高變換器的效率，但變換器的成本和電路復(fù)雜程度也會相應(yīng)提高，設(shè)計時必須綜合考慮。

（5）溫度

DC－DC變換器的工作溫度范圍通常都比較寬，而無源器件的特性受溫度的影響比較大。因此，元器件必須經(jīng)過認(rèn)真篩選。輸出電容器和反饋環(huán)路元件的選擇非常關(guān)鍵，關(guān)系到整個系統(tǒng)的正常運行，詳細(xì)內(nèi)容也在稍后討論。

5.3.2 偏置電壓

獲取DPA-Switch偏置電壓的方法通常有三種：

　?。╝）如果輸入電壓范圍在18VDC－36VDC，可以直接由輸入電壓向DPA-Switch提供偏置電壓，參見圖21；

　?。╞）在變壓器上增加偏置繞組，參見圖22；

　?。╟）在輸出耦合電感上增加偏置繞組，參見圖20。

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無論采用哪一種方法，在任何工作狀態(tài)下都必須保證光耦的集電極電壓達(dá)到8V，這樣才能確保DPA-Switch的偏置電壓達(dá)到12V的下限。

上面給出的三種方法中，第一種方法最簡單，只需要在光耦的集電極和直流輸入端之間串接一只齊納二極管。增加齊納二極管一方面是為了限壓，更重要的則是為了限制光耦的耗散。這種方法的缺點是效率低，只適用于18V－36V的低輸入電壓應(yīng)用場合。

在第二種方法中，功率變壓器上的偏置繞組應(yīng)與整流二極管的正極相連，以保證其在DPA-Switch工作時導(dǎo)通。由于偏置電壓的大小與輸入電壓成正比，因此輸入電壓越高，變換器的效率也越低。但是與第一種方法相比，對變換器效率的影響還是可以承受的。

第三種方法是在輸出耦合電感上增加一個偏置繞組。當(dāng)變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下時，這種方法最為適宜，而且效率最高。不足之處在于提高了輸出耦合電感的成本和復(fù)雜程度。偏置電壓的大小可以通過改變匝比、偏置電容的大小以及最小負(fù)載進(jìn)行調(diào)節(jié)。

5.3.3 變壓器

變壓器是變換器設(shè)計中的關(guān)鍵。可以在PI Expert專用設(shè)計軟件的協(xié)助下完成變壓器的設(shè)計工作。

（1）匝比

變壓器最重要的參數(shù)是原邊和副邊之間的匝比。該匝比應(yīng)能保證變換器在最低輸入電壓條件下，維持正常的輸出電壓。在圖20所示的變換器中，輸入電壓下限為36V。而在實際當(dāng)中，考慮到欠壓鎖定電路的容差，輸入電壓可能會低至29V。該值減去變換器在滿載時DPA-Switch的漏－源電壓和變壓器繞組高頻交流電阻上的壓降，然后乘以最大占空比，再除以滿載時輸出電壓與輸出整流二極管壓降的和，所得結(jié)果就是變壓器匝比的上限。注意，由于DPA-Switch采用電壓模式控制，其最大占空比可以超過50％。

（2）磁芯和繞組

選擇磁芯時需要著重考慮的是磁芯的材質(zhì)，所選磁芯的材質(zhì)必須保證在DPA-Switch工作頻率下的損耗最低。同時還要綜合考慮溫度、繞組面積、磁芯截面積以及磁芯表面積與磁芯體積之間的比率等因素對功耗及變壓器熱阻的影響。變壓器設(shè)計完成后，還需要通過樣機(jī)進(jìn)行校驗，以確保變壓器在變換器實際運行過程中的溫升符合設(shè)計要求。

選擇繞組的線徑時，必須要考慮趨膚效應(yīng)和臨近效應(yīng)。根據(jù)經(jīng)驗，當(dāng)輸出電流超過6A時，繞組最好采用扁平薄銅帶。

（3）其他

繞線長度應(yīng)盡可能的短，否則繞組本身的阻性損耗將不可忽略。

為了減小損耗，應(yīng)盡可能的減小變壓器的漏感，推薦初級繞組和次級繞組采用間繞方式。另外，繞制變壓器時無需留氣隙。

如果變壓器上繞有偏置繞組，其匝數(shù)必須足夠多，以保證在最低輸入電壓條件下維持8V的偏置電壓。

交流磁通密度對磁芯的損耗也有影響。因此，交流磁通密度必須保持在1000－1500高斯之間。

5.3.4 輸出電感

輸出電感的電感量主要取決于變換器對輸出紋波電流的要求。如果輸出電感較小，就必須增大輸出電容的容量，以使紋波電流的大小符合設(shè)計要求。注意，必須選用低ESR的輸出電容。輸出電感中的紋波電流較大，意味著DPA-Switch中的峰值電流也較大，最終將導(dǎo)致系統(tǒng)損耗的增加及效率的降低。

設(shè)計輸出電感主要參照紋波電流峰－峰值與電感平均電流的比值K△I。K△I越小，表示輸出電感量越大，輸出紋波電流越低。該值的選取應(yīng)綜合考慮輸出電感的體積、輸出電容的大小、效率以及成本等因素。推薦K△I的取值在15％至20％之間。如果K△I過高，將會導(dǎo)致輸出電容上的應(yīng)力和紋波電壓的增大。為減小阻性損耗，輸出電感繞組的匝數(shù)也應(yīng)盡可能的少。另外，選用低損耗材質(zhì)的磁芯。

在用PI Expert專用設(shè)計軟件進(jìn)行設(shè)計時，程序會自動計算出輸出電感量、RMS電流以及峰值貯存能量等參數(shù)。在選用磁環(huán)時需要參考峰值貯存能量這一參數(shù)，該參數(shù)關(guān)系到磁環(huán)是否會飽和。

如果輸出電感上繞有偏置繞組，應(yīng)確保該繞組能夠向光耦提供12V的偏置電壓。偏置繞組的匝數(shù)可以通過輸出電壓最低值、輸出整流二極管以及偏置整流二極管最大正向壓降計算得到。

5.3.5 DPA-Switch的選取

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選取DPA-Switch的第一個標(biāo)準(zhǔn)是峰值電流承受能力。根據(jù)變壓器的匝比以及輸出電感中的峰值電流，可以估算出變壓器初級繞組中峰值電流的大小，此時可暫不考慮變壓器磁化電流的影響?？紤]裕量，所選DPA-Switch的電流額定值應(yīng)比變壓器初級繞組峰值電流估算值高10％。

選取DPA-Switch的第二個標(biāo)準(zhǔn)是功耗大小。如果不采用同步整流，DPA-Switch的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的25%左右。如果所選的DPA-Switch功耗過大，可以考慮選用高一等級的DPA-Switch。

當(dāng)輸入電壓較低時，阻性壓降在功耗中起主要作用，由于大的DPA-Switch的RDS(ON)較低，因此其損耗也低，系統(tǒng)效率得以提高。但是，當(dāng)輸入電壓較高時，由于DPA-Switch中RMS電流下降，而漏極電容上的損耗增加，此時RDS(ON)的降低對系統(tǒng)效率的影響很小。

5.3.6 箝位電路

為了防止DPA-Switch的漏極過壓，需要加入箝位電路。圖20中采用的箝位電路比較簡單，即在DPA-Switch的漏極和源極之間加入了一只150V齊納二極管，同時在變壓器初級側(cè)還跨接有一只箝位電容。在連續(xù)工作狀態(tài)下，齊納二極管不起作用，但在啟動、負(fù)載瞬變以及過載過程中，該二極管將對DPA-Switch的漏極提供箝位保護(hù)。

變換器正常連續(xù)工作時，跨接在初級繞組上的箝位電容通過吸收漏感上的能量使漏－源電壓低于齊納二極管的擊穿電壓。箝位電容的大小由漏感和峰值電流的大小決定。該電容的取值應(yīng)能保證漏感中的能量在下一個工作周期內(nèi)大部分得到恢復(fù)。電容容量過小將導(dǎo)致齊納二極管導(dǎo)通，而齊納二極管上的功耗將影響系統(tǒng)的效率。電容容量過大將增大DPA-Switch的開通損耗，同樣將導(dǎo)致系統(tǒng)效率的下降，而且還會對變壓器的復(fù)位產(chǎn)生影響。根據(jù)經(jīng)驗，如果變換器的功率在10W－40W，則該電容的取值范圍應(yīng)在10pF至100pF之間。

5.3.7 變壓器復(fù)位電路

為了防止變壓器飽和，在每個開關(guān)周期內(nèi)，變壓器磁化電感中的磁通必須復(fù)位以維持伏秒積的平衡。變壓器中儲存的寄生能量以磁化電流的形式表現(xiàn)出來。變壓器飽和相當(dāng)于短路，必須依靠外部電路將磁化電感中的能量在變壓器飽和之前轉(zhuǎn)移走。變壓器復(fù)位電路要求DPA-Switch的漏壓高于輸入電壓。設(shè)計過程中，必須保證變壓器復(fù)位電路不會加重DPA-Switch漏極電壓的應(yīng)力。

圖23所示為實際電路中的變壓器復(fù)位電路，在每個開關(guān)周期結(jié)束的時候，變壓器中的磁通將被復(fù)位。該電路的核心元件是跨接在輸出整流二極管上的串聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)DPA-Switch關(guān)斷時，磁化電感中的電流通過變壓器次級對電容CS進(jìn)行充電。一方面，CS必須足夠小以保證在磁化電流在最短的時間內(nèi)歸零。而另一方面，CS又必須足夠大以保證漏－源電壓在正常工作狀態(tài)下低于齊納二極管的箝位電壓。RS的大小一般在1－5歐姆之間。

5.3.8 輸出電容

輸出電感中的紋波電流在輸出電容上產(chǎn)生電壓紋波。紋波電壓一部分由電容內(nèi)部的電流造成，另一部分則由電容的串聯(lián)等效電阻產(chǎn)生。通常大部分的紋波電壓都源自串聯(lián)等效電阻，因此輸出電容的容量要盡可能的大，而其串聯(lián)等效電阻則應(yīng)盡可能的低。與電感中的紋波電流類似，電容串聯(lián)等效電阻上的紋波電壓也是三角波。

在DC－DC變換器中，輸出電容一般都選用固態(tài)鉭電容，這是由于在變換器工作頻率下，固態(tài)鉭電容的串聯(lián)等效電阻值和阻抗都較低。在反饋環(huán)路設(shè)計中，也需要考慮串聯(lián)等效電阻的問題，因此串聯(lián)等效電阻值的大小一定要合適。另外，需要注意的是，超出特定的溫度范圍后，串聯(lián)等效電阻值將發(fā)生顯著變化，進(jìn)而輸出紋波和反饋環(huán)路的穩(wěn)定性都會受到影響，因此需要對變換器樣機(jī)的極限溫度參數(shù)進(jìn)行測試，以保證串聯(lián)等效電阻值保持相對穩(wěn)定。

輸出電容的額定電壓值至少應(yīng)比最大工作電壓高出25％，降額因子為80％。例如，對于一個輸出電壓為5V的變換器，輸出電容的額定電壓值可取為6.3V或10V。電容的額定電壓值越低，其體積越小，但其故障率會高一些。

5.3.9 反饋環(huán)路

反饋環(huán)路有三個重要的參數(shù)：截止頻率、相位裕量和增益裕量。截止頻率主要用來衡量系統(tǒng)的帶寬。相位裕量在任何時候都不能低于45度，低于該值，系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定。另外，相位裕量還與系統(tǒng)的動態(tài)特性有關(guān)。相位裕量過低，系統(tǒng)的動態(tài)特性將變差。增益裕量的大小在6dB-10dB之間比較合適。

高頻正激DC－DC變換器的頻帶寬度較大，不宜穩(wěn)定，設(shè)計時大多采用逐周電流模式控制。DPA-Switch仍采用傳統(tǒng)的電壓模式控制，無需斜坡補(bǔ)償，在占空比超過50%時仍能正常工作并保持穩(wěn)定。如果變換器中含有光耦，則控制環(huán)路的截止頻率應(yīng)限制在10KHz。圖24所示為采用TL431控制的反饋環(huán)路。

由輸出電感和輸出電容構(gòu)成輸出濾波器，其諧振頻率的選取不應(yīng)對反饋環(huán)路的設(shè)計造成影響，推薦取值范圍在4KHz－6KHz之間。

與DPA-Switch的Control引腳相連的R4和C6一起構(gòu)成了反饋環(huán)路的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。C6的取值范圍應(yīng)在47μF－100μF之間。

使用TL431的目的是在低頻條件下獲取較高的環(huán)路增益，而在高頻條件下，光耦能夠提供足夠的增益。

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5.3.10 空載運行

DC-DC變換器有兩種工作模式：連續(xù)導(dǎo)通模式和非連續(xù)導(dǎo)通模式。兩種工作模式下，變換器的控制特性是不同的。工作在連續(xù)導(dǎo)通模式的變換器對輸出瞬變的響應(yīng)速度比非連續(xù)導(dǎo)通模式時要快。但在輕載或空載條件下，如果不采取相應(yīng)的措施，系統(tǒng)可能會變得不穩(wěn)定。

在輕載條件下，DPA-Switch將自動進(jìn)入“周期跳越”模式，此時開關(guān)頻率下降，占空比低于5％。由于占空比很小，需要加大電容以維持8V以上的偏置電壓。為了避免系統(tǒng)工作在空載狀態(tài)下，可以在輸出電容上并聯(lián)一個小的預(yù)置負(fù)載。

5.3.11 同步整流

采用同步整流，變換器的效率比采用肖特基二極管整流時要高。對于一個輸出電壓為5V的DC-DC變換器，采用肖特基二極管整流后的效率能夠達(dá)到85％。如果采用同步整流，變換器的效率有望達(dá)到90％，甚至更高。

圖25所示為一采用同步整流的30W單端正激DC－DC變換器的電路原理圖。同步整流電路由MOSFET Q1和Q2構(gòu)成。DPA-Switch在設(shè)計過程中針對同步整流的使用進(jìn)行了優(yōu)化，可以簡化同步整流電路的設(shè)計。通常，為了保護(hù)同步整流開關(guān)管，需要增加箝位電路。由于DPA-Switch在輸入電壓過高時將停止輸出，變壓器次級不會出現(xiàn)異常高壓，因此也就無需箝位電路。

6．小結(jié)

本文簡要介紹了DPA-Switch的特點、工作原理及其在實際應(yīng)用過程中應(yīng)當(dāng)注意的各種問題。從中可以看出，DPA-Switch在小功率DC－DC變換器設(shè)計方面具有一定的優(yōu)勢，是小功率單端正激DC－DC變換器的理想選擇。