雙管反激式拓撲：應(yīng)對未來SMPS設(shè)計挑戰(zhàn)的創(chuàng)新解決方案

時間：2012-12-06 13:59:03

關(guān)鍵字：反激式拓撲 SMPS BSP PWM

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[導(dǎo)讀]摘要開關(guān)電源(SMPS)設(shè)計人員面臨著空間有限、滿足國際能源標準以及需要提供易于設(shè)計的解決方案的挑戰(zhàn)。綜合考慮易于設(shè)計、不同負載下的功耗以及效率等因素，雙開關(guān)管準諧振

摘要

開關(guān)電源(SMPS)設(shè)計人員面臨著空間有限、滿足國際能源標準以及需要提供易于設(shè)計的解決方案的挑戰(zhàn)。綜合考慮易于設(shè)計、不同負載下的功耗以及效率等因素，雙開關(guān)管準諧振(QR)反激拓撲和次級同步整流是滿足未來能源法規(guī)的理想方案，可提供優(yōu)良的總體效率，在輕負載下保持較低功耗，同時易于設(shè)計。這里使用一個90W原型電源來驗證所建議拓撲的有效性。

I. 介紹

由于對環(huán)境問題的關(guān)注持續(xù)增加，這些年來高效率、低待機功耗的電源設(shè)計一直引人注目。近年來，業(yè)界使用軟開關(guān)和諧振轉(zhuǎn)換拓撲來應(yīng)對高效率的挑戰(zhàn)。然而，未來的低功耗、低成本和易于設(shè)計及制造方面的要求給目前的諧振拓撲帶來巨大挑戰(zhàn)。本文旨在介紹新的雙開關(guān)管準諧振反激式轉(zhuǎn)換器拓撲的工作原理和優(yōu)點，并且使用一個90W的電源設(shè)計進行演示。該電源滿足高效率(> 90%)和小體積(60mm x 95 mm x 16.5mm)的要求，同時滿足2013 ErP的節(jié)能要求(0.25W負載條件下待機功耗<0.5W)。

根據(jù)雙管反激拓撲的優(yōu)勢，它可能成為滿足未來筆記本電腦適配器、LED電視電源、LED照明驅(qū)動器、一體型PC電源和大功率充電器要求的潛力巨大的解決方案。

A. 雙管反激拓撲的特性

1. 高效率：

l DC到DC級：泄漏電感能量的再利用以及在接近ZVS工作

l PFC級：雙電平PFC輸出，改善低壓輸入效率

2. 無負載和輕負載效率：

l 節(jié)能：滿足2013 ErP的節(jié)能要求：0.25W負載條件下待機功耗低于0.5W。

l 深度擴展的谷值開關(guān)(valley switching)帶來出色的輕負載效率。

3. 功率開關(guān)電壓鉗位在VIN，并且能夠使用小于500V的MOSFET。

4. 無緩沖電路和損耗，發(fā)熱問題很少。

5. 可以使用薄型變壓器和高頻設(shè)計，適用于超薄型設(shè)計。

6. 易于設(shè)計和制造。

B.系統(tǒng)框圖

圖1 簡化的系統(tǒng)框圖

圖中文字：AC輸入、升壓轉(zhuǎn)換器、雙管反激式轉(zhuǎn)換器、同步整流器

圖1所示為雙管反激式拓撲的簡化系統(tǒng)框圖，主要包含三級：PFC級、PWM級以及同步整流(SR)級，該方案使用三個飛兆半導(dǎo)體IC來實現(xiàn)。

- FAN6920：臨界導(dǎo)通模式 (CRM) PFC和準諧振PWM組合IC

- FAN7382：高側(cè)驅(qū)動器IC

- FAN6204：同步整流控制器

下面介紹工作原理和解決方案的優(yōu)勢

在PFC級中使用CRM PFC來提高進入PWM級的輸出電壓。在小于200W的功率范圍內(nèi)，首選CRM PFC，因其具有零電流開關(guān)和零二極管反向恢復(fù)損耗的優(yōu)點。此外，F(xiàn)AN6920具有兩級PFC輸出電平，這樣可以在低AC輸入期間使用更低的PFC輸出電平，以提高低壓輸入效率。

在PWM級中有兩個功率開關(guān)管來控制能量輸送時間，它們的開/關(guān)定時順序是一致的，控制信號由PFC/PWM組合控制器發(fā)出[1] [2]。還使用了兩個能夠鉗位PWM開關(guān)管的最高額定電壓的循環(huán)二極管，它還能夠再利用泄漏電感能量，以提高系統(tǒng)效率。這樣可以省去主緩沖器，簡化電路并降低系統(tǒng)成本。此外，該級采用準諧振模式工作，能夠保持PWM開關(guān)管在最小漏-源電壓導(dǎo)通，這樣可在PWM級減少大量的開關(guān)損耗。另一方面，這種拓撲具有更寬的輸入電壓(PFC輸出電壓)范圍，因此，調(diào)整PFC輸出電壓有益于改善PFC級的效率。

在整流級使用一個整流二極管來傳導(dǎo)和整流輸出電流，然后生成一個至負載的直流輸出電壓。然而，整流二極管正向?qū)〞r會產(chǎn)生正向電壓降，該電壓降造成了整流損耗并嚴重影響總體效率。為了進一步減小這種損耗以及由此而產(chǎn)生的發(fā)熱問題，選擇使用一種低導(dǎo)通阻抗(RDS-ON) MOSFET作為有源器件——同步整流器(SR)來完成整流?？梢酝ㄟ^SR控制器(例如FAN6204 [3])來完成同步整流MOSFET的驅(qū)動和控制。

II. 雙管反激拓撲—— 基本工作原理和設(shè)計要點

A. PFC級

如前所述，PFC級工作于臨界導(dǎo)通模式，因而開關(guān)頻率會隨輸出負載的變化而改變。在大負載下，頻率降低，而輕負載條件下頻率變高。因此，PFC開關(guān)管的開關(guān)損耗成為整個系統(tǒng)的關(guān)鍵因素，尤其是在輕負載條件下。參看圖2，當PFC開關(guān)管斷開時，PFC開關(guān)管的漏極電壓升高，該電壓被鉗位在PFC輸出電壓，直至升壓電感器電流耗盡。

圖2 PFC功率開關(guān)管的主要波形

在電感電流泄放至零時，圖2中仍然能夠看到工作波形，這時PFC開關(guān)管的漏極電壓開始共振并降低，在達到最低值時，PFC控制器可以使PFC開關(guān)管導(dǎo)通，然后再開始一個新的開關(guān)周期。如果PFC輸出電壓設(shè)置為低，輸入電壓亦處于低電平。如果滿足如下等式(1)，PFC開關(guān)管能夠在非常低的漏極電壓或者達到ZVS時導(dǎo)通。這對于改善PFC級的效率是非常有益的。

(1)

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圖3是不同的PFC輸出電壓設(shè)置下得出的PFC級效率。由于開關(guān)頻率高，通過設(shè)置較低的輸出電壓，可以改善輕負載期間的PFC級的開關(guān)效率。在圖3中可以清楚地看到20W輸出功率的結(jié)果：通過降低PFC輸出電壓，可以得到超過4%的效率提升。

圖3 115VAC下不同PFC輸出電壓下PFC級的效率比較

B. PWM級

在本文的PWM級中，使用雙管反激轉(zhuǎn)換器作為主DC/DC轉(zhuǎn)換器，在適配器中產(chǎn)生穩(wěn)定的直流輸出電壓。圖4(A)和(B)所示為該轉(zhuǎn)換器的簡化線路及其詳細的關(guān)鍵波形圖。通過使用準諧振控制器(例如：FAN6920 [1])，可以在最低的漏源電平來導(dǎo)通PWM開關(guān)管，因為當PWM變壓器電流泄放至零，PWM開關(guān)管的漏 – 源電容與變壓器電感發(fā)生諧振，開關(guān)的漏 – 源電壓諧振并降低?？刂破鳈z測到電壓達到谷底，則將PWM開關(guān)管導(dǎo)通。在PWM開關(guān)管斷開過程中，漏 – 源電壓為次級繞組的反射加輸入電壓，如下式表示：

(2)

(A) 雙管反激

(B) 雙管反激的主要波形圖

參見圖4 (C)，在斷開周期的開始，變壓器的漏感在PWM開關(guān)上產(chǎn)生電壓峰值，使漏極電壓升至VIN電壓，然后鉗位在該電平。因此，在PWM開關(guān)管導(dǎo)通過程中儲存的漏感能量可以通過兩個途徑釋放。一是釋放給PWM漏 – 源電容，進行充電并由該電壓將漏極電壓提高至VIN( 參見等式2)。通過兩個循環(huán)二極管D1和D2釋放和循環(huán)至VIN。所以變壓器的匝數(shù)比和VIN電平(PFC輸出電壓)會影響循環(huán)周期和百分比。

圖4 雙管反激轉(zhuǎn)換器及其主要波形圖

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C. PWM變壓器的匝數(shù)比考慮因素

比較不同的匝數(shù)比并觀察其對PWM級的影響情況。圖5 (A)和(B)為不同匝數(shù)比(N=11和12)情況下，低側(cè)PWM開關(guān)管的漏 – 源電壓測量波形。

圖5 (A)和(B)中存在幾種不同的系統(tǒng)表現(xiàn)情況。設(shè)置更高的匝數(shù)比可以獲得更多的深谷底切換，這有利于減小PWM開關(guān)管的損耗。另一點就是提高匝數(shù)比可以使得循環(huán)周期變得更長。測量的波形存在著明顯的不同。匝數(shù)比越高，可以循環(huán)利用更多的漏感能量，而不是將能量浪費在為PWM開關(guān)管的漏 – 源電容充電。圖5(C) 顯示不同匝數(shù)比情況下流過二極管D1和D2的循環(huán)電流。

(A) 匝數(shù)比=11

(B) 匝數(shù)比=12

圖5 雙管反激拓撲的測量波形

另一點，提高匝數(shù)比后，次級均方根電流會增大。根據(jù)各種應(yīng)用情況，應(yīng)予以考慮并在PWM開關(guān)管損耗和次級整流損耗之間進行優(yōu)化。

由于循環(huán)二極管的問題，這種PWM拓撲的使用存在一些局限。在PWM開關(guān)管斷開期間，主繞組上的電壓被鉗位在VIN。如果次級繞組電壓低于輸出電壓目標值(VIN/N < VO)，輸出電壓將下降并鉗位在VIN/N，在關(guān)斷周期內(nèi)，儲存在變壓器內(nèi)的大部分能量釋放至VIN。這樣，在VIN電壓被充電恢復(fù)至高于N×VO之前，會引起輸出電壓失控的情況。所以在PWM開關(guān)管的關(guān)斷周期內(nèi)，要使VLP電壓小于VIN電壓(不含電壓峰值)。

D. PWM級綠色工作模式

“能源之星”外置電源(ENERGY STAR EPS)2.0版已經(jīng)發(fā)布，并已在2008年11月生效。表1給出了能源之星對不同額定功率的詳細規(guī)定。為了滿足要求，多年前就已經(jīng)開發(fā)和使用綠色工作模式。尤其是反激轉(zhuǎn)換器，這是一種受歡迎的拓撲，在消費產(chǎn)品電源和小于100W的電源中得到廣泛應(yīng)用。對于反激轉(zhuǎn)換器，綠色工作模式能夠有效降低控制器的工作電流、系統(tǒng)功耗并改善輕負載效率。然而，雙管反激轉(zhuǎn)換器也能夠利用這些綠色技術(shù)使系統(tǒng)受益。

表 1 無負載條件下的能耗標準 (EPS v2.0)

標稱輸出功率 (P_no)	無負載條件下的最大功率
標稱輸出功率 (P_no)	Ac-Ac (EPS v2.0)	Ac-Dc (EPS v2.0)
0 至 < 50 W	≦ 0.5 W	≦ 0.3 W
≧50 至 ≦ 250 W	≦ 0.5 W	≦ 0.5 W

圖6所示為FAN6920的反饋電壓(VFB)對比最小PWM關(guān)斷時間(TOFF-MIN)的特性曲線。在輕負載或輸出負載降低期間，PWM關(guān)斷時間將隨VFB延長。這意味著PWM開關(guān)管頻率會降低。此外，控制器將使PFC級采用綠色模式工作，以進一步降低PFC功率器件電路的工作電流和損耗。另外，PWM級仍然具有谷底導(dǎo)通特性，以使開關(guān)管損耗達到最低。因此，電源系統(tǒng)能夠在各種負載(例如：25%、50%、75%負載)條件下達到更高的效率。

圖6 反饋電壓(VFB) 對比TOFF-MIN的曲線

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I. 整流級

比較肖特基二極管(FYP2006DN) [4] 和MOSFET (FDP5800) [5]，在相同的導(dǎo)通電流下，可計算出大約有0.6V左右的正向電壓差異(參見圖7和圖8)。因為正向電壓降取決于它的導(dǎo)通電流，由于整流二極管是無源元件，很容易在電源系統(tǒng)中實現(xiàn)，而同步整流則需要額外的定時驅(qū)動線路。

圖7 肖特基二極管的特性曲線(FYP2006DN，左)和漏極電流對比源 - 漏導(dǎo)通電阻RDS(ON). (FDP5800，右)的曲線

III. 實驗：90W/19V小型適配器

選擇一種90W/19V小型適配器(參見圖10)進行實驗，驗證可行性并顯示性能。如表2所示，采用綠色工作模式，能夠滿足能源之星EPS 2.0版本(ENERGY STAR EPS version 2.0)的無負載功耗要求，輸入功率低于200mW。此外，圖11和圖12是90W雙管QR反激和90W單開關(guān)管QR反激拓撲之間的效率比較，雙管QR反激的效率高于單開關(guān)管QR反激的效率，平均效率超過90%(包含輸出電纜)。

圖10 一種90W/19V小型適配器

表 2 無負載和輕負載條件下的功耗 (90W/19V)

交流輸入電壓	無負載條件下的最大輸入功率	Po=0.25W
115VAC	0.186W	0.482
230VAC	0.195W	0.486

圖11 雙管準諧振反激和單管準諧振反激之間的效率比較(90W/19V小型適配器，包含輸出電纜AWG18-1.2m)

IV. 結(jié)論

與單開關(guān)管反激拓撲相比，雙管反激拓撲的效率優(yōu)于單開關(guān)管反激，初級端開關(guān)管處的電壓應(yīng)力小，沒有緩沖電路。相比LLC拓撲，雙管反激拓撲易于設(shè)計并便于量產(chǎn)，設(shè)計時間更短并且在輕負載條件下具有更高的效率。雙管準諧振反激拓撲具有低待機功耗，有助于整個系統(tǒng)通過EuP 2.0規(guī)范(待機功耗<0.5W)。所以，雙管準諧振反激拓撲是未來高效率、小體積應(yīng)用的理想解決方案。