因該電源是公司產(chǎn)品的一個配套使用，且各項指標都不是要求太高，故選用最常用的反激拓撲，這樣既可以減小體積(給的體積不算大)，還能降低成本，一舉雙的!
反激拓撲的前身是Buck-Boost變換器，只不過就是在Buck-Boost變換器的開關管和續(xù)流二極管之間放入一個變壓器，從而實現(xiàn)輸入與輸出電氣隔離的一種方式，因此，反激變換器也就是帶隔離的Buck-Boost變換器。
先學習下Buck-Boost變換器
工作原理簡單介紹下
1.在管子打開的時候，二極管D1反向偏置關斷，電流Is流過電感L，電感電流IL線性上升，儲存能量!
2.當管子關斷時，電感電流不能突變，電感兩端電壓反向為上負下正，二極管D1正向偏置開通!給電容C充電及負載提供能量!
3.接著開始下個周期!
從上面工作可以看出，Buck-Boost變換器是先儲能再釋放能量，VS不直接向輸出提供能量，而是管子打開時，把能量儲存在電感，管子關斷時，電感向輸出提供能量!
根據(jù)電流的流向，可以看出上邊輸出電壓為負輸出!
根據(jù)伏秒法則
Vin*Ton=Vout*Toff
Ton=T*D
Toff=T*(1-D)
代入上式得
Vin*D=Vout*(1-D)
得到輸出電壓和占空比的關系Vout=Vin*D/(1-D)
看下主要工作波形
從波形圖上可以看出，晶體管和二極管D1承受的電壓應力都為Vs+Vo(也就是Vin+Vout);
再看最后一個圖，電感電流始終沒有降到0，所以這種工作模式為電流連續(xù)模式(Ccm模式)。
如果再此狀態(tài)下把電感的電感量減小，減到一定條件下，會出現(xiàn)這個波形!
從上圖可以看出，電感電流始終降到0后再到最大，所以這種模式叫不連續(xù)模式(DCM模式)。
把上邊的Buck-Boost變換器的開關管和續(xù)流管之間加上一個變壓器就會變成反激變換器!
還是和上邊一樣，先把原理大概講下：
1. 開關開通，變壓器初級電感電流在輸入電壓的作用下線性上升，儲存能量。變壓器初級感應電壓到次級，次級二極管D反向偏置關斷。
2. 開關關斷，初級電流被關斷，由于電感電流不能突變，電感電壓反向(為上負下正)，變壓器初級感應到次級，次級二極管正向偏置導通，給C充電和向負載提供能量!
3. 開始下個周期。以上假設C的容量足夠大，在二極管關斷期間(開關開通期間)給負載提供能量!
咱先看下在理想情況下的VDS波形
上面說的是指變壓器和開關都是理想工作狀態(tài)!
從圖上可以看出Vds是由VIN和VF組成，VIN大家可以理解是輸入電壓，那VF呢?
這里我們引出一個反激的重要參數(shù)：反射電壓即VF，指次級輸出電壓按照初次級的砸比反射到初級的電壓?？梢杂霉奖硎緸閂F=VOUT/(NS/NP),(因分析的是理想情況，這里我們忽略了整流管的管壓降，實際是要考慮進去的)
式中VF為反射電壓;
VOUT為輸出電壓;
NS為次級匝數(shù);
NP為初級匝數(shù)。
比如，一個反激變換器的匝比為NP:NS=6：1，輸出電壓為12V，那么可以求出反射電壓VF=12/(1/6)=72V。
上邊是一個連續(xù)模式(CCM模式)的理想工作波形。
下面咱在看一個非連續(xù)模式(DCM模式)的理想工作波形
從圖上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF組成，只不過有一段時間VF為0，這段時候是初級電流降為0，次級電流也降為0。
那么到底反激變化器怎么區(qū)分是工作在連續(xù)模式(CCM)還是非連續(xù)模式(DCM)?
是看初級電感電流是否降到0為分界點嗎，NO，反激變換器的CCM和DCM分界點不是按照初級電感電流是否到0來分界的，而是根據(jù)初次級的電流是否到0來分界的。
如圖所示
從圖上可以看出只要初級電流和次級電流不同時為零，就是連續(xù)模式(CCM);
只要初級電流和次級電流同時為零，便是不連續(xù)模式(DCM);
介于這倆之間的是過度模式，也叫臨界模式(CRM)。
以上說的都是理想情況，但實際應用中變壓器是存在漏感的(漏感的能量是不會耦合到次級的)，MOS管也不是理想的開關，還有PCB板的布局及走線帶來的雜散電感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。類似于下圖
這個圖是一個48V入的反激電源。[!--empirenews.page--]
從圖上看到MOS的Vds有個很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。這是尖峰是由于漏感造成的，上邊說到漏感的能量不能耦合到次級，那么MOS關斷的時候，漏感電流也不能突變，所以會產(chǎn)生個很高的感應電動勢，因無法耦合到次級，會產(chǎn)生個很高的電壓尖峰，可能會超過MOS的耐壓值而損壞MOS管，所以我們實際使用時會在初級加一個RCD吸收電路，把尖峰盡可能的吸到最低值，來確保MOS管工作在安全電壓。具體RCD吸收電路圖如下
簡單分析下工作原理
1.當開關S開通時，二極管D反騙而截至。電感儲存能量。
2當開關S關斷時，電感電壓反向，把漏感能量儲存在C中，然后通過R釋放掉。細心的朋友可能會發(fā)現(xiàn)，當開關關斷的時候，這個RCD電路和次級的電路是一模一樣的，D整流，C濾波。R相當于負載。只不過輸出電壓不是VO，而變成了次級反射到初級的電壓VF。所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了損耗嚴重，影響效率。而且電阻的功率會變的很大!
下邊來個加了RCD吸收的波形
關于RCD吸收的選取網(wǎng)上有很多文章，在以后我會介紹下!大家也可以看我的博客(只要在百度里搜老梁頭的博客，就會出來。里邊有一篇介紹RCD的)
原理先講到這里吧，下邊我講下變壓器的設計!
今天講下變壓器的設計方法!
變壓器的設計方法有多種，個人感覺適合自己的才是最好的，選擇一個你自己最熟悉的，能夠理解的才是最好的!
我先介紹下一種設計方法：
1.先確定輸入電壓，一般是按照最低輸入直流電壓計算VINmin計算
A.要是直流輸入按直流的最低輸入來計算;
B.要是輸入為交流電，一般對于單相交流整流用電容濾波，直流電壓不會超過交流輸入電壓有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。
列如，全范圍交流輸入85-265VAC的電源，一般按85VAC時計算，那VINmin=85*1.2=102V，一般會取整數(shù)按100VDC計算。
2.確定導通時間Ton
導通時間Ton=T*D
T為周期 T=1/F
D為最大占空比，一般在最低輸入電壓的時候，D會最大，保證輸出穩(wěn)定。
注意大的占空比可以降低初級的電流有效值，和MOS的導通損耗，但是根據(jù)伏秒法則，初級占空比大了，次級的肯定會小，那么次級的峰值電流會變大，電流有效值變大，會導致輸出紋波變大!所以，一般單端反激拓撲的占空比選取不要超過0.5。
而且一般的電流控制模式，占空比大于0.5要加斜率補償?shù)模瑢φ{試是個難度。
還有一重要的是你的占空比決定你的匝比，匝比決定啥，嘿嘿，反射電壓VF，忘了再去上邊看下，再加上你漏感引起的尖峰，最終影響你MOS的耐壓。占空比越小匝比越小，反射電壓VF越低，MOS的電壓應力小。反之MOS的電壓應力大，所以占空比要考慮好了。要保證再最高電壓下你的VDS電壓在MOS的規(guī)定電壓以下，最好是降額使用，流出足夠的余量來!
列如，電源的開關頻率為100K，最低輸入時的最大占空比為0.4，那T=1/100000=10μS，那么Ton=0.4*10μS=4μS。
3.確定磁芯的有效面積AE
AE一般會在磁芯的資料中給出。
4.計算初級匝數(shù)NP
NP=VINmin*Ton/ΔB*AE
式中VINmin為直流最低輸入電壓;
Ton為導通時間
AE為磁芯的有效面積
ΔB為磁感應強度變化量，這個值和磁芯材質，及溫升等有關，一般考經(jīng)驗來選取，在0.1-0.3之間，取得越大，余量越小，變壓器在極端情況下越容易飽和!俺一般取0.2。
5.計算次級匝數(shù)NS
NS=(Vo+Vd)*(1-D)*NP/VINmin*D
式中Vo為輸出電壓
Vd為二極管管壓降
D為占空比
NP為初級匝數(shù)
VINmin為最低輸入電壓
6.確定次級整流二極管的應力VDR
上邊算出變壓器的初級匝數(shù)NP和次級匝數(shù)NS后，就可以得出次級整流二極管的電壓應力
VDR=(VINmax*NS/NP)+VOUT
式中VINmax為最大輸入電壓，要保證在最高輸入電壓下你的二極管的電壓應力不超標。一般算出來的這個VDR還要考慮降額使用，所以二極管的耐壓要高于這個VDR值。
一般還要在整流管上并一個RC吸收，從而降低二極管反向回復時間造成的電壓尖峰!尤其是CCM模式的時候!
7.確定初級電感量LP
確定電感量之前我們先看下上邊的兩個電流圖
對于上圖是兩種工作模式的初級電感電流波形，我加了兩個參數(shù)Ip1和Ip2;
Ip1對應最低輸入電流
Ip2對應最高峰值電流
有上邊這兩個我們也就可以算出平均電流Iavg了
Iavg=(Ip1+Ip2)Dmax/2
式中Dmax為最大占空比
如果輸出功率為Pout，電源效率為Η，那么
Pout/Η=VINmin*Iavg=VINmin*(Ip1+Ip2)Dmax/2
得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*Η
然后就可以計算Ip1和Ip2的值了
對于DCM來說，電流是降到零的，所以Ip1為零
對于CCM來說Ip1和Ip2都是未知數(shù)，又出來個經(jīng)驗選擇了，一般取Ip2=(2-3)Ip1，不能取得太小，太小了會有一個低電流斜率，雖然這樣損耗小點，但容易使變壓器產(chǎn)生磁飽和，也容易使系統(tǒng)產(chǎn)生震蕩!俺一般取Ip2=3Ip1。
計算出Ip1和Ip2后，這時候可以計算初級的電感量了
在Ton內電流的變化量ΔI=Ip2-Ip1
根據(jù)(VINmin/LP)*Ton=/ΔI
得出LP=VINmin*Ton/ΔI
到此變壓器的初級電感量計算完畢，變壓器的參數(shù)也計算完畢!
還有一種計算方法，就是按照上邊的確定初級電感量的方法先確定電感量，然后來選擇磁芯，選擇磁芯的方法有很多種，一般最常用的是AP法
這個公式是看資料上的，具體我也沒推倒過具體可以看看趙修科老師的那本《開關電源中的磁性元器件》。
式中L為初級電感量也就是LP
Isp為初級峰值電流Ip也就是ΔI，
I1L為滿載初級電流有效值，但我往往會把Isp和I1L看成是一個，都是初級的峰值電流，所以仁者見仁智者見智，大家可以到應用時具體的來微調!
Bmax為磁感應強度變化量也就是ΔB.這個取值和上邊一樣，取得太大，磁芯小但容易飽和，而取得太小磁芯的體積又很大，所以一般折中取值!而且和頻率關系也很大，要是頻率很高，建議取小點，因為頻率高了損耗也大，變壓器大了有利于散熱俺經(jīng)常取0.2!
K1=Jmax*Ko*10-4
其中Jmax為最大電流密度 俺一般取450A/平方厘米。但趙老師書里取得是420A/平方厘米
Ko為窗口面積，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具體要看繞線的結構了，比如加不加擋墻等因素，所以選取時要充分考慮，免得因取得變壓器太小，結構要求苛刻而繞不下，導致項目失敗!
10-4是由米變厘米的系數(shù)
所以上式整理下可得
AP=Aw*Ae=(LP*IP2*104/450*ΔB*Ko)4/3Cm4
計算出了AP就可以找到合適的磁芯，然后找到Ae再根據(jù)式
NP=LP*IP/ΔB*Ae
式中LP就是上邊算得初級電感量
IP為初級峰值電流
ΔB為磁感應強度變化量
AE為磁芯的有效面積
后邊的次級匝數(shù)NS和次級整流二極管電壓應力的確定就和上邊的步驟5和6一樣了!
那這兩種初級匝數(shù)NP的確定方法到底哪個對呢，可以告訴大家都對。根據(jù)電磁磁感應定律：
(VINmin/LP)*Ton=IP
所以VINmin*Ton=L*Ip
所以這兩個從本質上式一樣的。
所以個人覺得第一個適合有經(jīng)驗的工程師，可以憑經(jīng)驗來選擇變壓器，然后來計算變壓器參數(shù)而第二種適合初學者，先確定變壓器再算變壓器參數(shù)，免得因自己經(jīng)驗不足而走了彎路!
變壓器說到這把，以上是自己的個人意見，歡迎大家批評指正。其實設計出來的參數(shù)僅供參考，由于變壓器的漏感，PCB的布局，走線等因素會在調試時做微調，最后做出一個最優(yōu)的、可靠的產(chǎn)品!
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