基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計方案

0 引言

電壓型PWM是指控制器按反饋電壓來調(diào)節(jié)輸出脈寬，而電流型PWM是指控制器按反饋電流來調(diào)節(jié)輸出脈寬。電流型PWM是在脈寬比較器的輸入端，直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，是目前比較理想的新型PWM控制器。

1 雙環(huán)電流型PWM控制器工作原理

雙環(huán)24V電源電流型脈寬調(diào)制( PWM) 控制器是在普通電壓反饋PWM 控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié)，因而除了包含電壓型PWM 控制器的功能外，還能檢測開關(guān)電流或電感電流，實現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制。雙環(huán)電流型PWM控制器電路原理如圖1 所示。

從圖1 可以看出，24V電源電流型控制器有兩個控制閉合環(huán)路：一個是輸出電壓反饋誤差放大器A,用于與基準(zhǔn)電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個是變壓器初級(電感) 中電流在Rs 上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬，使得誤差信號對峰值電感電流起著實際控制作用。

系統(tǒng)工作過程如下：假定輸入電壓下降，整流后的直流電壓下降，經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降，經(jīng)誤差放大器延遲，Vea上升，占空比變化，從而維持輸出電壓不變，在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降，電感電流的斜率di/dt 下降，導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達(dá)Vea ,使PWM占空比加大，起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實際中得到廣泛應(yīng)用。

2 雙環(huán)電流型PWM控制器的特點

a) 由于輸入電壓Vi 的變化立即反映為電感電流的變化，不經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度(電流控制環(huán))，因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好，可達(dá)到0.01 %/V,能夠與線性移壓器相比。

b) 由于24V電源雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應(yīng)和高穩(wěn)定性，反饋回路的增益較高，不會造成穩(wěn)定性與增益的矛盾，使輸出電壓有很高的精度。

c) 由于Rs 上感應(yīng)出峰值電感電流，只要Rs 上電平達(dá)到1 V, PWM控制器就立即關(guān)閉，形成逐個脈沖限流電路，使得在任何輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)變化時，功率開關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi)，在過載和短路時對主開關(guān)管起到有效保護(hù)。

d) 誤差放大器用于控制，由于負(fù)載變化造成的輸出電壓變化，使得當(dāng)負(fù)載減小時電壓升高的幅度大大減小，明顯改善了負(fù)載調(diào)整率。

e) 由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個良好的受控電流放大器，所以把電流取樣信號轉(zhuǎn)變成的電壓信號和一個公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較，就可以實現(xiàn)并聯(lián)均流，因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實現(xiàn)。

3 雙環(huán)電流型PWM控制器功率因數(shù)校正

正是基于以上特點，電流型PWM 控制器在實際應(yīng)用中被越來越廣泛地采用。對它采用功率因數(shù)校正技術(shù)，可以有效地減少高次諧波對電網(wǎng)的干擾，減小功耗，具有較大的實際意義。

3.1功率因數(shù)校正方法

功率因數(shù)校正主要有兩種方法：一種是將電網(wǎng)上公用負(fù)載端并接一個專用的功率變換器，對無功和諧波進(jìn)行補償;另一種是將負(fù)載的整流電路與濾波電容之間增加一個功率變換電路，將輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓相近的正弦波。實現(xiàn)功率因數(shù)校正在CCM 和DCM下可采用乘法器和電壓跟隨器實現(xiàn)，框圖如圖2所示。

3.2電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法

由于乘法器的價格昂貴，改用加法電路來實現(xiàn)乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò)為正弦，必須使電流檢測比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波，基本電路如圖3 所示。

當(dāng)N1 負(fù)端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時，經(jīng)二極管降壓及電阻分壓，加到電流感應(yīng)比較器負(fù)端信號為1/3 的正弦饅頭波，從而使電感電流的包絡(luò)正弦化。當(dāng)然，在實際使用中還需要進(jìn)行閉環(huán)控制，才能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓。

3 電流型PWM控制器斜坡補償方法

3.1峰值電流與平均輸出電感電流

由于24V電源功率開關(guān)管的峰值電流由PWM 控制器保持恒定控制，也就是說，電感的峰值電流也保持恒定，但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流，當(dāng)輸入電壓減小時，為了使電流恒定，占空比將調(diào)節(jié)為δ2,這時平均電流將上升為I2,輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會出現(xiàn)這種問題，但在電壓型控制器件下，僅有輸出電壓得到控制。因此，為了解決以上問題，在電流型控制器中需采用斜坡補償加以解決。為了維持一個恒定的平均電流(輸出電壓)，要求有一個與占空比無關(guān)的電流波形補償斜坡，當(dāng)( Ns/Np ) Rs ( m2/2) = m 成立時，輸出電感平均電流與Ton無關(guān)，則保持了輸出電壓恒定。如圖4 所示。

3.2斜坡補償?shù)膶崿F(xiàn)

斜坡補償可以用圖5 所示電路來實現(xiàn)。一般R1的阻值預(yù)先設(shè)定，再計算R2 的阻值，很重要的一點是R2 的阻值應(yīng)足夠高，以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。

從斜坡端接電阻R2 至電流感應(yīng)端，這時Rs 上的感應(yīng)電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，這在占空比達(dá)到50 %以上時非常有效。R2 阻值的一般計算步驟如下：

a ) 計算次級電感下斜坡： S1 = di/dt ( 單位為A/μs) ;

b) 計算初級電感下斜坡： S2 = S1 Ns/Np (單位為A/μs) ;

c) 計算檢測電阻上的斜坡電壓： V1 = S2 Rs (單位為V/μs) ;

d) 計算定時電容器CT 上的振蕩器斜坡電壓： S =dVosc/Ton (單位為V/μs) ;

e) 若令斜坡補償量M = 0.75 ,R1 的阻值R1 設(shè)為1 kΩ ,則R2 = R1 ( Vs/VS2 ) M.

4 結(jié)束語

隨著24V電源電流型PWM 控制器被越來越廣泛地應(yīng)用，正確掌握使用方法可以節(jié)約大量設(shè)計時間，并能取得較好的設(shè)計效果，因而是使用這一類控制器必須注意的問題。而本文針對電壓型脈寬調(diào)制器(PWM)控制器只有電壓控制環(huán)、電流變化滯后電壓變化、系統(tǒng)響應(yīng)速度慢、穩(wěn)定性差等固有缺點，提出了一種基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計方案。該方案由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實際中得到廣泛應(yīng)用。