基于DSC的直流電機半橋驅(qū)動電路的設(shè)計

摘要：由于直流電機能實現(xiàn)方便的平滑調(diào)速且啟動性能好的特性，在工業(yè)自動化領(lǐng)域中有著廣泛的應(yīng)用。目前，直流電機通常采用H橋電路進行控制，在控制大電流電機的情況下，控制電路的體積大，電路元件多，導(dǎo)致可靠性下降，電路成本也較高。本文提出了一種半橋控制電路，在不降低控制性能的前提下，減少了大功率的電路元件的使用，不但降低了成本，提高了電路的可靠性，而且還具有很好的擴展性。

引言

與交流電機相比，直流電機具有調(diào)速性能優(yōu)異，啟動迅速，啟動轉(zhuǎn)矩大，帶負(fù)載能力強的特點。因此在工業(yè)自動化領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。

目前，直流電機驅(qū)動電路通常是采用DSP通過一個H橋電路發(fā)送PWM控制脈沖，控制直流電機以一定的速度和方向旋轉(zhuǎn)。而實際的工業(yè)應(yīng)用中，大多只需要直流電機在單一方向上以一定的轉(zhuǎn)速運行，不需要進行頻繁的正反轉(zhuǎn)切換。因此針對上述需求，若仍采用H橋電路進行驅(qū)動，就會產(chǎn)生電路冗余，增加了硬件成本，降低了硬件電路的可靠性。因此，本文采用了一種半橋驅(qū)動電路模式。該電路在保證直流電機達到優(yōu)異的運行性能的前提下，簡化了電路復(fù)雜度，提高了電路可靠性。同時在此電路的基礎(chǔ)上增加簡單的外圍控制電路就能夠很方便地切換電機旋轉(zhuǎn)方向，而無需額外增加大功率MOS管開關(guān)電路。

系統(tǒng)原理及構(gòu)成

圖1為系統(tǒng)總體功能框圖。由圖可知，該系統(tǒng)為一個閉環(huán)系統(tǒng)。DSC發(fā)出PWM信號給半橋驅(qū)動電路。半橋驅(qū)動電路根據(jù)PWM 控制信號向直流電機提供相應(yīng)的驅(qū)動電壓并輸出驅(qū)動電流，驅(qū)動直流電機運轉(zhuǎn)。該驅(qū)動電流被電流傳感器檢測后，轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓值反饋給DSC 的A/D轉(zhuǎn)換輸入接口，DSC程序根據(jù)該電壓值判斷輸出給直流電機的電流大小是否超出直流電機的額定電流值，若超出該額定電流，就立即停止驅(qū)動輸出，以防止直流電機因過流而燒毀。同時，直流電機的旋轉(zhuǎn)速度經(jīng)編碼器轉(zhuǎn)換成一組正交脈沖信號，發(fā)送到DSC的正交編碼器輸出接口，以判斷直流電機的旋轉(zhuǎn)速度是否符合預(yù)設(shè)的旋轉(zhuǎn)速度值。計算出二者之間的誤差，并采用PID算法調(diào)整PWM的輸出參數(shù)，最后輸出調(diào)整后的PWM控制信號給半橋驅(qū)動電路。

器件選型

為最大程度地保證對直流電機運行狀態(tài)的采樣精度和控制的實時性，本系統(tǒng)采TI公司的高性能數(shù)字信號控制器TMS320F2810作為主控芯片。該芯片最高主頻為150MHz,內(nèi)核是基于32位架構(gòu)的DSP處理器，由于對數(shù)學(xué)運算進行了優(yōu)化，因此可以對各種復(fù)雜算法進行高效的處理，專門針對諸如電機控制、數(shù)字電源、清潔能源以及雷達等多種實時控制應(yīng)用領(lǐng)域提供的高性能控制平臺。片上集成了最多16通道的12位ADC輸入接口，2個正交編碼器接口（QEP），4路可獨立輸出的PWM接口等多種外設(shè)，能夠完全滿足本系統(tǒng)的設(shè)計需求。

在半橋控制中，需要采用互補的PWM信號分別控制上、下兩個開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，并且還必須要絕對避免這兩個開關(guān)管同時處于導(dǎo)通狀態(tài)，否則將會導(dǎo)致電機的供電電源對地形成短路。因此，必須在互補的PWM信號輸出中加上死區(qū)控制。為了簡化電路，本系統(tǒng)選擇了專用的半橋控制芯片IR2183控制半橋開關(guān)管的工作。IR2183是國際整流器公司推出的600V半橋驅(qū)動器，具有獨立的高、低端輸入，兼容3.3V、5V邏輯，柵極驅(qū)動電壓范圍達到10~20V,柵極驅(qū)動電流變化率很低，抗干擾能力強，并且具有欠壓保護。IR2183內(nèi)部還設(shè)置有固定死區(qū)控制邏輯，能夠很好地防止上下兩路PWM信號在轉(zhuǎn)換時的瞬間短路現(xiàn)象。

由于電機的額定電流為6A,為了防止因過流而燒毀電機，本系統(tǒng)采用一個電流傳感器ACS712來實時監(jiān)測流入電機的電流。該芯片是基于霍爾效應(yīng)的線性電流傳感器，檢測精度高，具有66~185mV/A的檢測靈敏度，輸出電壓與被檢測電流成比例，并且電流感應(yīng)端口和電壓輸出端口之間具有2.1kVRMS的電壓隔離，能夠很好的保護后級DSC的AD輸入電路。

硬件設(shè)計

本系統(tǒng)的半橋驅(qū)動電路如圖2所示。其中PWM控制信號由TMS320F2810的通用定時器1產(chǎn)生。該信號在IR2183內(nèi)部通過死區(qū)控制器和電平轉(zhuǎn)換控制邏輯，變?yōu)閮陕穾绤^(qū)切換的互補信號，分別從HO和LO引腳輸出控制半橋的上下兩個MOS場效應(yīng)管輪流導(dǎo)通。當(dāng)PWM信號由低變?yōu)楦邥r，LO輸出低電平，關(guān)閉下端開關(guān)管Q2,經(jīng)過一個死區(qū)時間后HO輸出高電平，自舉電容C2通過HO放電，驅(qū)動上端開關(guān)管Q1開通。電機電源通過Q1的漏極施加到電機上，驅(qū)動電機運轉(zhuǎn)。當(dāng)PWM信號由高變?yōu)榈蜁r，HO輸出低電平，Q1關(guān)斷，經(jīng)過一個死區(qū)延時后，LO輸出高電平驅(qū)動Q2開啟，向自舉電容提供充電回路，系統(tǒng)電源通過二極管D1向自舉電容C2充電。當(dāng)PWM信號保持為低電平時，Q2可保持開通狀態(tài)，為電機提供剎車回路。

在半橋驅(qū)動電路和直流電機之間，串接的電流傳感器將流入電機的電流量轉(zhuǎn)換為電壓值，提供給DSC的ADCINA0端口進行監(jiān)測。

考慮到MOS場效應(yīng)管關(guān)斷延時比開啟延時要長很多，為了縮短關(guān)斷時的不穩(wěn)定過程，減少開關(guān)損耗，在Q1和Q2的柵極電阻R1和R3上分別并聯(lián)一個反向的二極管D3和D4.同時，D4還可以避免在上端MOS管Q1快速導(dǎo)通時，下端MOS管Q3的柵極因耦合電壓上升而導(dǎo)致短路現(xiàn)象。

在Q1和Q2都關(guān)斷時，A點處于懸浮狀態(tài)，其電位不確定。當(dāng)Q1導(dǎo)通時，A點電位又會變?yōu)?5V,而要驅(qū)動N溝道MOSFET管可靠導(dǎo)通，必須在柵極施加一個正電壓，使VGD>10~15V.因此，施加在Q1的柵極驅(qū)動電壓必須根據(jù)A點電位進行浮動。IR2183的浮動地引腳VS和芯片內(nèi)部的高壓發(fā)生器與外部的自舉二極管和自舉電容一起形成一個自舉升壓電路，可為Q1提供可靠的導(dǎo)通電壓。本系統(tǒng)中D1和C2串聯(lián)形成了一個自舉電路。其中D1的電流額定值應(yīng)大于等于MOS場效應(yīng)管的門級電荷Qg與最高開關(guān)頻率的乘積。若最高開關(guān)頻率為100kHz,則對于IRF640來說，D1的額定電流值應(yīng)大于5.8mA.同時為了減小自舉電容C2儲存的電荷損耗，應(yīng)當(dāng)選擇高溫反向漏電流小的超快恢復(fù)二極管。

由于電解電容存在有漏電流的問題，因此要盡量避免使用電解電容作為自舉電容。同時最小自舉電容的容值可根據(jù)公式1來計算：

其中：

Qg = 高端MOS場效應(yīng)管的柵極電荷

f = 工作頻率

ICbs（leak） = 自舉電容漏電流

Iqbs（max） = 最大VBS靜態(tài)電流

VCC = 邏輯電路部分的電源電壓

Vf = 自舉二極管的正向壓降

VLS = 低端場效應(yīng)管的導(dǎo)通壓降

VMin = VB與VS之間的最小電壓

Qls = 每個周期電平轉(zhuǎn)換所需要的電荷（對于600V的半橋驅(qū)動器，該參數(shù)通常為5nC）

系統(tǒng)可靠性設(shè)計

由于直流電機是感性負(fù)載，因此當(dāng)Q1關(guān)斷時，負(fù)載的電流不能突變，會轉(zhuǎn)換到由Q2的續(xù)流二極管進行續(xù)流。由于在Q2的源極和漏極的電路引線上都存在有雜散電感Ls2和Ld2,如圖3所示。加上續(xù)流二極管的導(dǎo)通延時，導(dǎo)致VS端的電壓會負(fù)過沖到參考地（COM端）以下。IR2183可保證VS相對COM端有5V的負(fù)過沖能力。但如果超過5V,IR2183的高端輸出（HO）將被鎖定，而不響應(yīng)輸入信號的控制。輕者導(dǎo)致電路功能發(fā)生暫時性的錯誤，重則使LO和HO輸出都為高，導(dǎo)致半橋短路而燒毀器件。

為避免這種情況的產(chǎn)生，在Q2的漏極和源極之間并聯(lián)一個二極管D5,用來增加一個短路續(xù)流通路，降低VS端對地的負(fù)過沖，同時電阻R5也可以減小負(fù)過沖時，流入VS引腳的電流，由于該電阻處于自舉電容的充電回路中，因此不宜過大，其阻值應(yīng)小于5Ω。另外，適當(dāng)選取自舉電容的容值也可以有效避免VS的負(fù)過沖，通常建議自舉電容的容值要大于0.47μF,并且電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）越小，也越有助于避免Vbs的負(fù)過沖。

同時，在芯片的COM引腳和Q2的漏極之間設(shè)計了一個限流電阻R6.當(dāng)VS負(fù)過沖超過Vbs導(dǎo)致VB電平低于COM時，該電阻可抑制流入COM引腳的電流，防止因芯片內(nèi)部COM端到VB端的寄生二極管導(dǎo)通，而造成HO的鎖定。

軟件設(shè)計

本系統(tǒng)軟件采用C語言在TI公司提供的DSP集成編譯器CCS3.3環(huán)境下編寫。根據(jù)系統(tǒng)總體設(shè)計可知，系統(tǒng)軟件需要根據(jù)所設(shè)定的轉(zhuǎn)速，控制DSC輸出相應(yīng)的PWM信號，并實時監(jiān)控電機的實際轉(zhuǎn)速。根據(jù)檢測到的轉(zhuǎn)速，計算出實際轉(zhuǎn)速與預(yù)設(shè)轉(zhuǎn)速的誤差。然后根據(jù)這個誤差，采用增量PI算法，得出PWM 控制信號的修正量，實時修正PWM信號的占空比，使直流電機的轉(zhuǎn)速迅速達到設(shè)定的轉(zhuǎn)速并保持穩(wěn)定。與此同時，DSC 還要通過ADCINA0通道，定時檢測流入直流電機的電流值，當(dāng)該電流超出電機的額定電流時，立即關(guān)閉PWM輸出，停止向直流電機供電，防止因工作在過流狀態(tài)而燒毀電機。軟件流程如圖4所示。

PWM信號采用TMS320F2810的事件管理器A（EVA）的通用定時器1產(chǎn)生。由事件管理器B（EVB）的通用定時計數(shù)器3對直流電機的正交編碼信號進行計數(shù)，并由通用定時器4每隔30ms讀取T3CNT的計數(shù)值。在通用定時器4的周期中斷函數(shù)中，程序計算出電機的當(dāng)前旋轉(zhuǎn)速度，根據(jù)這個速度計算出當(dāng)前電機的速度偏差e（k）。將該偏差和前一次速度偏差e（k-1）一起代入PI函數(shù)計算PWM調(diào)整增量ΔUcmp.該增量值加上當(dāng)前的PWM占空比Ucmp后，寫入比較寄存器T1CMPR中，調(diào)整PWM信號輸出的占空比。在接下來的一個周期中，2810的T1PWM_T1CMP引腳將按照新的占空比輸出PWM信號。采用事件管理器A的通用定時器2定時啟動ADC模塊進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，在ADC中斷函數(shù)中，根據(jù)公式：

計算出電流值。根據(jù)計算結(jié)果判斷是否要關(guān)閉PWM輸出。

總結(jié)

本系統(tǒng)采用國際整流器公司的半橋驅(qū)動器IR2183,設(shè)計了一個半橋驅(qū)動電路，能夠?qū)崿F(xiàn)對大功率直流電機的驅(qū)動。采用TI公司推出的高性能32位實時數(shù)字信號控制器（DSC）TMS320F2810,對電機的轉(zhuǎn)速和電流參數(shù)進行實時監(jiān)控，并采用增量PI算法動態(tài)調(diào)整PWM控制信號，實現(xiàn)了對直流電機安全高效的實時控制。本系統(tǒng)在保證高可靠性的前提下，充分兼顧了低成本和高性能這兩方面的需求。

目前直流電機在地鐵、電動車、礦山、電梯、造紙印刷、船舶機械、精密機床中都得到了廣泛的應(yīng)用。本系統(tǒng)在上述工業(yè)自動化領(lǐng)域有著廣闊的應(yīng)用前景。

參考文獻：

[1] IR2183 Datasheet[Z/OL].

[2] TMS320F2810 Datasheet[Z/OL].

[3] 任志斌。電動機的DSP控制技術(shù)與實踐[M].北京：中國電力出版社，2012