關鍵詞：三電平變換器；正弦脈沖寬度調(diào)制；數(shù)字處理器
1 概述
二極管中點鉗位型的三電平逆變器[1]的主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。由于二極管的鉗位，這種變換器每個功率開關管承受的最大電壓為直流側(cè)電壓的1/2，從而實現(xiàn)了用中低壓器件完成中高容量的變換。另外，由于相電壓有三種電平狀態(tài)，比傳統(tǒng)的二電平逆變器多了一個電平，其諧波水平明顯低于二電平變換器，輸出相同質(zhì)量電流波形的時候，開關頻率可以降低到兩電平的1/4。最后，由于采用了不對稱的雙向開關，能量可以雙向流動，可以很好地控制功率因數(shù)和實現(xiàn)電機四象限運行。然而，由于這種拓撲結(jié)構(gòu)使用了12個功率管，其控制方法也隨之復雜。另外，直流側(cè)中點電位的不平衡也是制約該拓撲的一個重要因素。
圖1
三電平變換器的控制方法主要有正弦波調(diào)制PWM(SPWM)，選擇性的消諧PWM(SHEPWM)，空間矢量PWM(SVPWM)。
三電平空間矢量控制PWM方法和兩電平空間矢量的控制方法一樣，也是一種建立在空間電壓矢量合成概念上的PWM方法。三電平空間矢量方法的優(yōu)點主要是電壓利用率高，對于二極管中點鉗位的變換電路可以利用冗余的電壓矢量（一般都是小矢量）來實現(xiàn)直流側(cè)電容電壓的平衡；其缺點就是數(shù)字實現(xiàn)的時候計算量非常大,尤其是當電平數(shù)大于3的時候更加復雜。
選擇性的消諧PWM方法，通過開關時刻的優(yōu)化選擇，可以在較低的開關頻率下，產(chǎn)生最優(yōu)的輸出電壓波形，從而減小了電流紋波和電動機的脈動轉(zhuǎn)矩。在輸出同樣質(zhì)量波形的時候，它較其它的方法，開關次數(shù)最少，效率最高。因此，在高壓大功率的設備上多采用SHEPWM的控制方法。但是，這種方法的一個難點就是在計算開關角的時候，要解超越方程，現(xiàn)在通用的牛頓迭代法中，確定開關角的初值難以選擇，計算比較困難。
而正弦波調(diào)制的方法的優(yōu)點主要以下幾點：
1）SPWM實現(xiàn)起來比較方便，可以模擬實現(xiàn)也可以用數(shù)字來實現(xiàn)，而且用數(shù)字來實現(xiàn)的時候，計算量??；
2）可以大大降低輸出諧波含量，尤其是低頻紋波，它的諧波主要集中在載波頻率的K倍的位置，因此在設計濾波器的時候，比較容易實現(xiàn)，而且成本較低；
3）對于任何數(shù)電平變換器，調(diào)制比可以在所有的工作范圍內(nèi)變化，注入合適的三次諧波，可以實現(xiàn)最大調(diào)制比1.15；
4）在載波中注入合適零序列，可以較好地平衡中點電位[2]。
本文在介紹三電平變換SPWM控制理論的基礎上，討論了用DSP來實現(xiàn)三電平SPWM控制的方法，并將仿真結(jié)果與實驗結(jié)果進行了比較。
2 三電平載波調(diào)制理論
從圖1中可以看到，三電平逆變器的每一個橋臂上有4個開關管，4個反向恢復二極管和2個鉗位二極管。以第一橋臂為例，其中開關管Sa1和Sa3的開關控制信號互補，Sa2和Sa4的開關控?信號也是互補的。Sa1和Sa2同時導通的時候，輸出相電壓為Ed/2；Sa2和Sa3同時導通的時候，輸出的相電壓為0；Sa3和Sa4同時導通的時候，輸出的相電壓為－Ed/2。為了確保電路中dv/dt不能太大，必須保證每個橋臂中只能有上面三種情況的兩個開關管導通，絕不容許有3個開關管同時導通，但是，由于所采用的開關器件都不是理想的，開關管的開通和關斷都需要一定的時間。因此，必須對開關控制信號加入死區(qū)時間。從上面分析可知，一個橋臂中，控制信號只有兩個獨立的控制信號。Sa1和Sa2的驅(qū)動控制信號是由2個具有同相位，同頻率fc，相同的峰峰值Ac，且對稱分布的三角載波和一個峰峰值為Am，頻率為fm的正弦參考信號比較得到的。在三角載波和正弦波相交的時刻，如果正弦波的值大于載波的值，則開通相應的開關器件，反之則關斷該器件。對于三電平變換器，幅度調(diào)制比ma和頻率調(diào)制比mf定義[3]為
ma=Am/2Ac （1）
mf=fc/fm （2）
圖2是調(diào)制比為ma=0.9，mf=9的三電平變換器的原理圖。
3 基于DSP的三電平SPWM的實現(xiàn)
TI公司的TMS320LF2407ADSP是面向電力電子控制領域的，它具有兩個事件管理器模塊EVA和EVB，能夠?qū)崿F(xiàn)PWM對稱和非對稱波形；外部引腳PDPINTx快速封鎖PWM通道；可編程的死區(qū)控制；3個捕獲單元；片內(nèi)光電編碼器接口電路；16通道的A/D轉(zhuǎn)換。另外，它還有串行通信接口(SCI)，16位的串行外設接口模塊(SPI)和控制器局域網(wǎng)絡(CAN)2.0B模塊[4]。LF2407A可以很好地實現(xiàn)電力電子領域的控制。DSP實現(xiàn)SPWM控制三電平變換器的控制框圖見圖3。對稱的規(guī)則采樣PWM法比較簡單，適合于數(shù)字控制的實現(xiàn)，它的原理是在三角載波的峰點（谷點）的時刻采樣正弦波調(diào)制信號而形成的波形，采樣周期Ts為三角載波的周期。用DSP實現(xiàn)SPWM控制的過程中，主要是計算各個載波周期內(nèi)的開關時間。圖4是計算載波周期內(nèi)開關時間的中斷程序流程圖。中斷程序主要就是計算第N個載波周期內(nèi)的開關的時間，其中v0為正弦波的幅值。表1是DSP的信號與開關管對應表。表2是各個扇區(qū)內(nèi)CMPRx的值表。
表1 DSP信號和主功率管的對應關系
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PWM1 |
PWM2 |
PWM3 |
PWM4 |
PWM5 |
PWM6 |
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Sa3 |
Sa1 |
Sa4 |
Sa2 |
Sb3 |
Sb1 |
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PWM7 |
PWM8 |
PWM9 |
PWM10 |
PWM11 |
PWM12 |
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Sb4 |
Sb2 |
Sc3 |
Sc1 |
Sc4 |
Sc2 |
表 2 CMPRx在各個區(qū)內(nèi)的值
| CMPR1 | CMPR2 | CMPR3 | CMPR4 | CMPR5 | CMPR6 | |
| Z1 | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) |
| Z2 | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) |
| Z3 | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) v0sinθ | 0 | T |
| Z4 | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T |
| Z5 | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T |
| Z6 | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ |
4 三電平SPWM的仿真研究
為了研究載波調(diào)制的諧波消除效果，采用電力電子專用仿真軟件PSIM對圖1所示的三電平變換器進行了仿真研究。仿真參數(shù)設置載波的頻率fc=10kHz，調(diào)制正弦波的頻率fm=50Hz，幅度調(diào)制比為ma=0.9。相電壓、線電壓的仿真波形如圖5（a）所示。從仿真結(jié)果不難看出三電平的諧波主要集中在載波頻率的倍數(shù)的位置，如圖5（b）所示，而低次諧波很小。
圖5
5 實驗模型和實驗結(jié)果
實驗模型的主電路采用12個IRF840開關管，6個鉗位和12個反向恢復的二極管MUR860。實驗的控制部分主要是基于實驗室開發(fā)的雙DSP數(shù)字控制平臺。電路的輸入的直流電壓300V，負載為2.2kW的電動機。開關頻率fc=10kHz，ma=0.9。圖6(a)是相電壓波形，圖6(b)是相電壓的FFT分析。圖7(a)是線電壓波形，圖7(b)是線電壓波形的FFT分析波形。
圖6
6 結(jié)語
上述仿真和實驗結(jié)果表明，SPWM方法的諧波主要集中在高頻部分，因此，對它進行濾波器的設計比較容易實現(xiàn)。三電平變換器在高性能中高電壓的變頻調(diào)速，有源電力濾波裝置和電力系統(tǒng)無功補償?shù)阮I域有著廣泛的應用前景。DSPLF2407A具有多路PWM輸出和可編程的死區(qū)時間控制，因此，在實現(xiàn)復雜的電力電子領域的控制中具有明顯的優(yōu)勢。
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