升壓式高亮度LED背光驅(qū)動(dòng)電路技術(shù)設(shè)計(jì)
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摘要:由于LCD面板本身無(wú)法產(chǎn)生光源,所以,必須利用背光的方式將光投射到面板上,讓面板產(chǎn)生亮度,并且亮度必須分布均勻,而獲得畫(huà)面的顯示。以目前來(lái)看,大多數(shù)的LCD背光是利用CCFL及LED來(lái)作為背光源,尤其在中、大尺寸的部分,大多是使用CCFL背光源。
隨著消費(fèi)者對(duì)于色彩的要求,根據(jù)實(shí)驗(yàn),LED可以達(dá)到超過(guò)100%的NTSC色譜,由于LED可以提高面板色彩的表現(xiàn)能力,并且加上沒(méi)有太大的環(huán)保問(wèn)題。目前許多業(yè)者都已逐漸將部分的產(chǎn)品導(dǎo)入利用LED作為背光源。
本文將以Supertex的以HV9911為例,來(lái)提供讀者升壓式高亮度LED背光驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)的相關(guān)訊息。
■升壓電路設(shè)計(jì)特色
升壓電路是用來(lái)驅(qū)動(dòng)LED的串聯(lián)電壓高于輸入電壓(圖1),并且有以下的特色:
1.此電路可被設(shè)計(jì)在效率高于90%下操作。
2.M=SFET的(Source)與LED串共地,這簡(jiǎn)化了LED電流的偵測(cè)(不像降壓電路必須選擇上側(cè)FET驅(qū)動(dòng)電路或上測(cè)電流偵測(cè)。但是升壓電路也有些缺點(diǎn),特別是用于LED驅(qū)動(dòng),由于LED串的低動(dòng)態(tài)阻抗)。
3.輸入電流是連續(xù)的,使得輸入電流的濾波變得簡(jiǎn)單許多(并更容易符合傳導(dǎo)式EMI標(biāo)準(zhǔn)的要求)。
4.關(guān)閉用的FET毀損不會(huì)導(dǎo)致LED也被燒毀。
5.升壓電路的輸出電流為脈沖式波形,因此,必須加大輸出電容以降低LED串的漣波電流。
6.但是過(guò)大的輸出電容,使得PWM調(diào)光控制變得更具挑戰(zhàn),當(dāng)控制升壓電路開(kāi)與關(guān),以達(dá)到PWM調(diào)光控制,就表示輸出電流會(huì)被每一個(gè)PWM調(diào)光控制周期充放電,這使得LED串電流的上升與下降時(shí)間會(huì)拉大。
7.峰電流控制方式的升壓電路,用以控制LED電流是無(wú)法達(dá)成的,需要閉回路方式使電路穩(wěn)定,這又使得PWM調(diào)光控制更為復(fù)雜,控制電路必須增加頻寬來(lái)達(dá)到所需要的反應(yīng)時(shí)間。
8.當(dāng)輸出端短路,控制電路無(wú)法避免輸出電流的增加,即使關(guān)掉Q1FET仍對(duì)輸出短路毫無(wú)影響,并且輸入端電壓的瞬變?cè)斐奢斎攵穗妷旱脑黾恿看笥贚ED串聯(lián)電壓時(shí)過(guò)大的涌浪電流可能會(huì)造成LED的毀損。
圖1 Boost Converter LED Driver
■升壓電路操作模式
升壓電路可操作于二種模式,連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous Conduction Mode;CCM)或不連續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Conduction Mode;DCM),這二種模式是由電感電流的波形決定的。圖2a為CCM升壓電路的電感電流波形,圖2bDCM升壓電路的電感電流波形。
CCM升壓電路是用在最大升壓比例(輸出電壓與輸入電壓比值)小于或等于6,并在輸入電流大于1安培的情形下,假如需要更大的升壓比例,則需采用DCM模式。但是DCM模式會(huì)產(chǎn)生較大的峰值電流,因此導(dǎo)致電感的毀損增加,同時(shí)也造成均方根電流的增加。所以,DCM升壓電路的效率要比CCM升壓電路來(lái)得低,這也使得DCM的輸出功率受限制。
圖2 升壓電路的連續(xù)導(dǎo)通模式與不連續(xù)導(dǎo)通模式
■以Supertex HV9911為例設(shè)計(jì)升壓LED驅(qū)動(dòng)電路
HV9911為Close Loop,Peak Current Control,Switching Mode LED驅(qū)動(dòng)電源控制IC,它內(nèi)建了許多功能來(lái)客服升壓電路的缺點(diǎn)。HV9911包含了9-250VDC輸入電壓穩(wěn)壓器,不需額外電源,僅由單一輸入電壓提供IC動(dòng)作的工作電源。它內(nèi)建了2%精密的參考電壓(全溫度范圍)能精確地控制LED串聯(lián)電流。并且包含了斷路用的FET驅(qū)動(dòng)電路。當(dāng)輸出短路或過(guò)電壓時(shí),便會(huì)自動(dòng)斷開(kāi)LED串之對(duì)地路徑。此功能縮短了控制電路的反應(yīng)時(shí)間(請(qǐng)參考PWM調(diào)光電路說(shuō)明)。(圖3)
■HV9911控制電路的功能
圖3 HV9911內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)
IC內(nèi)部提供穩(wěn)壓電路9∼250V輸入電壓,可輸出7.75V電壓輸出提供IC內(nèi)部電源使用,若輸入電壓范圍提升可經(jīng)由外接一個(gè)200V,2WZener Diode于輸入電壓與IC的Vin pin之間(如圖1-4),這可使得輸入電壓范圍可提升至450VDC,亦可以使得IC內(nèi)部穩(wěn)壓電路所產(chǎn)生的功率損耗分散一部份在Zener Diode上。
圖4 Increasing the Input Voltage Rating
IC的VDD pin工作電壓可提高(如果有必要的話(huà))藉由一個(gè)二極管連接至外部電壓,此二極管是避免將外部電壓若低于IC內(nèi)部穩(wěn)壓電路的輸出電壓時(shí),會(huì)造成IC的燒毀,最大的外接靜態(tài)穩(wěn)定電壓為12V(瞬態(tài)電壓為13.5V),因此11V+/-5%的電壓源是理想的外部提升電壓值。
IC內(nèi)部提供1.25%、2%精密參考電壓,這參考電壓可用來(lái)設(shè)定電流參考位準(zhǔn),以及輸入電流限制位準(zhǔn),此參考電壓也同時(shí)提供IC內(nèi)部設(shè)定過(guò)電壓保護(hù)。
振蕩電路時(shí)間模式
振蕩電路可經(jīng)由外部電阻設(shè)定振蕩頻率。若此電阻跨接于RT及GND pins之間,則IC操作于定頻模式,另外,若電阻跨接于RT與GATE pins間,則IC操作于固定關(guān)閉時(shí)間模式(此模式不需要斜率補(bǔ)償控制使電路穩(wěn)定)。定頻時(shí)間或關(guān)閉時(shí)間可設(shè)定于2.8ms到40ms之間,可運(yùn)用IC規(guī)格書(shū)內(nèi)的計(jì)算式設(shè)定。
于定頻操作模式下,將所有SYNC在一起,多個(gè)IC可操作在單一頻率。少數(shù)個(gè)案必須外加一個(gè)大電阻2300于SYNC到GND之間,用來(lái)抑制雜散電容所造成的振鈴,當(dāng)所有SYNC連接在一起時(shí),建議使用相同電阻值跨接于每一個(gè)IC的RT與GND之間的電阻。
閉回路控制的形成是連接輸出電流信號(hào)至FDBK pin,同時(shí)將電流參考位準(zhǔn)連接至IREF pin,補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)連接至Comp pin(傳導(dǎo)運(yùn)算放大器的輸出端),如圖5所示。放大器的輸出受PWM調(diào)光信號(hào)所控制,當(dāng)PWM調(diào)光信號(hào)為High時(shí)放大器的輸端連接至補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),當(dāng)PWM調(diào)光信號(hào)為L(zhǎng)ow時(shí),放大器的輸出端與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)被切斷,因此補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)內(nèi)的電容電壓維持住,一直到PWM調(diào)光信號(hào)再度回復(fù)High準(zhǔn)位時(shí),補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)才又連接圖放大器的輸出端,這樣可確保電路動(dòng)作正常以及獲得非常良好的PWM調(diào)光反應(yīng),而不需要設(shè)計(jì)一個(gè)快速的控制電路。
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圖5 Feedback Compensation
FAULT信號(hào)保護(hù)驅(qū)動(dòng)電路
FAULT信號(hào)pin可用于驅(qū)動(dòng)外部斷接FET(圖6)IC啟動(dòng)時(shí),F(xiàn)AULT信號(hào)維持Low電位,IC啟動(dòng)過(guò)后,此pin被pulledhigh,這使得內(nèi)電路的LED與升壓電路連接,電路完成啟動(dòng)點(diǎn)亮LED,假如輸出端有過(guò)電壓或短路情形發(fā)生,內(nèi)部電路會(huì)將FAULT信號(hào)拉Low并使LED與升壓電路斷接。
FAULT信號(hào)也控于PWM調(diào)光控制信號(hào),PWM調(diào)光信號(hào)為L(zhǎng)ow時(shí),F(xiàn)AULT信號(hào)亦為L(zhǎng)ow,但當(dāng)PWM調(diào)光信號(hào)為High時(shí),F(xiàn)AULT信號(hào)卻不見(jiàn)得為High。
斷接LED時(shí),可確保輸出電容不會(huì)隨著PWM調(diào)光信號(hào)的周期而充放電。
PWM調(diào)光信號(hào)到FAULT信號(hào)與保護(hù)電路的輸出以AND連接著,以確保保護(hù)電路動(dòng)作時(shí)能夠覆蓋過(guò)PWM及調(diào)光控制的輸入。
圖6 Disconnect FET
輸出短路保護(hù)的動(dòng)作原理是當(dāng)輸出偵測(cè)電流(于FDBK pin),大于2倍參考電流設(shè)定位準(zhǔn)(于IREF pin),保護(hù)動(dòng)作會(huì)發(fā)生。過(guò)電壓保護(hù)的動(dòng)作原理,是當(dāng)OVP pin的電壓大于1.25V時(shí),保護(hù)動(dòng)作也會(huì)發(fā)生。二個(gè)信號(hào)被送至一個(gè)OR閘再送到保護(hù)栓鎖電路。當(dāng)有任一保護(hù)動(dòng)作發(fā)生時(shí),栓鎖電路會(huì)將GATE及FAULT pins同時(shí)關(guān)掉。一旦有保護(hù)動(dòng)作發(fā)生時(shí),必須將電源關(guān)掉重開(kāi),才能使栓鎖電路恢復(fù)重置。
而在IC的啟動(dòng)需要注意以下兩點(diǎn):
●當(dāng)VDD與PWMD pins連接在一起,透過(guò)電路上的輸入電壓的連接或斷接來(lái)啟動(dòng)時(shí),IREF pin所連接的電容必須使用0.1uF,而V00 pin上所連接的電容值需小于1uF以確保適當(dāng)?shù)膯?dòng)。
●假使電路使用外部信號(hào)啟動(dòng)或關(guān)閉,而輸入電壓一直保持常開(kāi)啟時(shí),則IREF及VDD所使用的電容值可增加。
線(xiàn)性調(diào)光能力
調(diào)整IREF pin的電壓位準(zhǔn)可達(dá)到達(dá)成輸出電流的線(xiàn)性調(diào)整,方法為以可變電阻或分壓電阻網(wǎng)絡(luò)或外部提供參考電壓連接至IREF pin。但是,要注意一旦IREF的電壓低到非常小時(shí),IC的短路電流保護(hù)比較器的誤差電壓(OFFSET)可能會(huì)造成短路保護(hù)發(fā)生誤動(dòng)作,這時(shí)候必須將IC電源關(guān)掉重開(kāi),重新啟動(dòng)電路,為了避免此誤動(dòng)作,IREF的最低電壓為20∼30mV。
PWM調(diào)光(脈寬調(diào)變調(diào)光)能力
HV9910內(nèi)部的PWM調(diào)光功能卻能夠達(dá)到非??焖俚腜WM調(diào)光反應(yīng),克服了傳統(tǒng)升壓電路不能非??焖俚腜WM調(diào)光的缺點(diǎn)。
PWMD控制IC內(nèi)部三個(gè)點(diǎn):
●GATE信號(hào)到開(kāi)關(guān)FET
●FAULT信號(hào)到斷接FET
●運(yùn)算放大器到補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出端
當(dāng)PWMD信號(hào)為High時(shí),GATE信號(hào)與FAULT可以動(dòng)作,同時(shí)運(yùn)算放大器的輸出端連接到補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),這使得升壓電路可以正常動(dòng)作。
當(dāng)PWMD信號(hào)為L(zhǎng)ow時(shí),GATE信號(hào)與FAULT被停止動(dòng)作,能量無(wú)法從輸入端轉(zhuǎn)移到輸出端,但是,為避免輸出電容放電到LED而造成LED電流下降時(shí)間被拉長(zhǎng)。
這個(gè)放電電容同時(shí)也會(huì)使得電路重新連接動(dòng)作時(shí),LED電流的上升時(shí)間會(huì)被拉長(zhǎng)。因此,避免輸出電容的放電是相當(dāng)重要的。IC輸出FAULT信號(hào)斷接FET,使得LED的電流幾乎立刻的下降到零電流,因此輸出電容并沒(méi)有被放電,所以當(dāng)PWMD信號(hào)回復(fù)High位準(zhǔn)時(shí)輸出電容不需要額外的充電電流,這使得上升時(shí)間非??焖?。
當(dāng)PWMD信號(hào)為L(zhǎng)ow時(shí),輸出電流降至零,這使得回授放大器看到了相當(dāng)大的誤差信號(hào)于放大器輸入端,會(huì)造成補(bǔ)償回路的電容器上的電壓會(huì)上升至最高電位。因此當(dāng)PWMD信號(hào)回到High時(shí),過(guò)高的補(bǔ)償回路電壓會(huì)控制電感峰值電流,而造成相當(dāng)大的輸出涌浪電流發(fā)生在LED上。
這樣大的LED電流又隨著控制回路速度而回授,這會(huì)使得穩(wěn)定時(shí)間被延長(zhǎng),當(dāng)PWMD信號(hào)為L(zhǎng)ow時(shí),斷開(kāi)運(yùn)算放大器與補(bǔ)償回路是有助于維持補(bǔ)償回路的電壓不被改變。因此當(dāng)PWMD信號(hào)回復(fù)High時(shí),電路立刻回復(fù)穩(wěn)態(tài)而不會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的LED電流。
■閉回路控制電路的設(shè)計(jì)
補(bǔ)償回路可用來(lái)使得升壓電路穩(wěn)定的操作,可選用Type-Ⅰ補(bǔ)償(一個(gè)簡(jiǎn)單積分電路)或者TypeⅡ補(bǔ)償(一個(gè)積分電路及額外的極點(diǎn)-零點(diǎn))。補(bǔ)償?shù)念?lèi)型需要視功率級(jí)的交越頻率的相位而定。
閉回路系統(tǒng)(圖7)的回路增益如下:
?。ü?)
Gm為運(yùn)算放大器的增益(435mA/V)
Zs(s)為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的阻抗
Gp(s)為功率級(jí)的轉(zhuǎn)移函式
請(qǐng)注意,雖然電阻分壓比值為1:14,但是整體效應(yīng)包含二極管的壓降會(huì)是1:15。
圖7 Loop Gain of the Boost Controller
■芯片補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)控制
假設(shè)Fc為回路增益的交越頻率,而功率級(jí)的轉(zhuǎn)移函式在此頻率的振幅與相位角度為Aps與Φps、相位邊限Φm所需增加的相位角度為Φboost。
(公式2)Φboost=Φm-Φpx-90º
基于所需增加的相位角度,來(lái)決定需要何種類(lèi)型的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。
(公式3)
Φboost≦0º→TypeⅠ控制
0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控制
90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控制
HV9911為基礎(chǔ)的LDE升壓驅(qū)動(dòng)電路通常并不需要TypeⅢ控制,所以此篇不討論Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用,請(qǐng)參考表1。
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表1 Network Compensation
TypeⅠ控制的設(shè)計(jì)相當(dāng)簡(jiǎn)單,只要調(diào)整Cc即可,因?yàn)榻辉筋l率的回路增益之振幅為1
?。ü?)Rs•Gm•(2πfcCc)•1/15•1/Rcs•Aps=1
由上述等式,若其它參數(shù)值已知Cc的電容值可計(jì)算出。
TypeⅡ控制的等式需被設(shè)計(jì)如下:
?。ü?)K=tan(45?+Φboost/2)
?。ü?)ωz=1/RzCz=2πfc/K
?。ü?)ωp=Cz+cZ=(2πfc)•K
可得到交越率的回路增益之振幅為1的等式如下:
?。ü?)
同時(shí)解等式(1-6)(1-8)可計(jì)算出Rz,Cz及Cc的值。
■利用芯片實(shí)際設(shè)計(jì)出驅(qū)動(dòng)電路
表2驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)參數(shù)表
圖8 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)參考
步驟一選擇開(kāi)關(guān)頻率(fs)
對(duì)于低壓應(yīng)用(輸出電壓<100V),中等功率輸出(<30w),開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為200kHz(時(shí)間周期為5ms),對(duì)于開(kāi)關(guān)損失以及外部零件的大小來(lái)說(shuō)是個(gè)不錯(cuò)的折衷方案。若是更高的電壓應(yīng)用或更高的輸出功率,則考慮外部的開(kāi)關(guān)FET的功率損失,就必須降低開(kāi)關(guān)頻率。
步驟二計(jì)算最大開(kāi)關(guān)周期(Dmax)
最大的開(kāi)關(guān)周期可以使用以下方程式計(jì)算:
?。ü?)
注意:如果Dmax>0.85,升壓比例太大,則升壓電路無(wú)法操作在連續(xù)導(dǎo)通模式而會(huì)操作在不連續(xù)導(dǎo)通模式,以達(dá)到所需的升壓比例。
步驟三計(jì)算最大電感電流(Iinmax)
最大電感電流為(公式10)
步驟四計(jì)算輸入電感量(L1)
輸入電感可以最低的輸入電壓操作下的電感電流25%計(jì)算,如下式
(公式11)
選擇標(biāo)準(zhǔn)電感量220uH,為達(dá)到于最低輸入電壓的操作時(shí)之的效率為90%,則電感的損失約為總輸出功率的2∼3%,使用3%計(jì)算電感損失。
(公式12)Pind=0.03•Voman•Iove=0.84w
假設(shè)80%-20%各別為電感的銅損及鐵損,則電感的等效直流電阻,必須小于
?。ü?3)
電感的飽和電流至少需大于最大電感電流20%。
?。ü?4)
因此電感為220uH,DCR值約0.3Ω,電感飽和電流需大于2A。但是必須注意,選擇電感的有效電流等于Iinmax(雖然可能無(wú)法符合效率的要求)但仍可獲得可接受的結(jié)果。
步驟五選擇開(kāi)關(guān)FET(Q1)
跨接于FET的最大電壓等于輸出電壓,使用20%余量來(lái)計(jì)算最大突波電壓,F(xiàn)ET的耐壓選擇為:
?。ü?5)VFET=1.2Vomax=96V
流經(jīng)過(guò)FET的有效電流為:
?。ü?6)IFET∼Iimax•√Dmax=1.3A
為求得最佳化設(shè)計(jì),F(xiàn)ET的電流規(guī)格必須至少大于3倍的FET有效電流值,以使用最低閘充電電荷(Qg)操作。使用HV9911時(shí)建議FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET規(guī)格為100V,4.5A,11nC。
步驟六選擇開(kāi)關(guān)二極管(D1)
二極管的耐壓規(guī)格與開(kāi)關(guān)FET(Q1)相同,二極管流過(guò)的平均電流等于最大輸出電流(350mA)。雖然二極管的平均電流僅350mA,但在短暫的時(shí)間內(nèi)二極管載送著最大輸入電流IINmax。二極管兩端所跨之電壓需相對(duì)應(yīng)于瞬間流過(guò)的電流而非平均電流,假設(shè)有1%功率損失于二極管上,則二極管兩端的壓降則必須小于:
?。ü?7)
最好選擇蕭特基二極管,當(dāng)輸出電壓小于100V時(shí),它不需要考量逆向回復(fù)的損失,因此在此案例中選擇100V,1A蕭特基二極管,它的順向通過(guò)電壓在IINmax時(shí)為0.8V。
步驟七選擇輸出電容(Co)
輸出電容的電容值需視LED的動(dòng)態(tài)電阻,LED串的漣波電流及LED電流而定,使用HV9911的設(shè)計(jì)中,較大的輸出電容(較低的漣波輸出電流)將可獲得較佳的PWM調(diào)光結(jié)果,升壓電路的輸出以模型簡(jiǎn)化如圖9a將LED以定電壓負(fù)載串聯(lián)一個(gè)動(dòng)態(tài)阻抗,輸出阻抗(RLED與Co的并聯(lián)組合)被以二極管電流Idiode驅(qū)動(dòng)著,穩(wěn)態(tài)的電容電流波形如圖9b所示。
圖9升壓電路的輸出[!--empirenews.page--]
使用在設(shè)計(jì)參數(shù)表中給的10%峰對(duì)峰漣波電流,計(jì)算輸出的漣波電壓為:
步驟八選擇斷路FET(Q2)
斷路FET必需具備與Q1相同的耐壓規(guī)格,在室溫下的導(dǎo)過(guò)阻抗(RON,25C)選擇在滿(mǎn)載輸出時(shí),Q2的功率損耗為1%。
?。ü?2)
步驟九選擇輸入電容(CIN)
輸入電容在閉迥路控制中是相當(dāng)重要的組件,它是維持穩(wěn)定的重要項(xiàng)目,不幸的是輸入電容的設(shè)計(jì)相當(dāng)繁復(fù),設(shè)計(jì)此電容必須先要找出從輸入電源到升壓電路的輸入端之間的最大感值,LSOURCEMAX(圖9a中兩個(gè)電感值的總和)電源電阻的最大及最小值RSOURCe(圖9b中兩個(gè)電阻值的總和),這將會(huì)決定升壓電路的特性,電源的電感值及電阻值代表著連接輸入電源與升壓電路之間導(dǎo)線(xiàn)的阻抗,為了設(shè)計(jì)輸入電容必須合理的做算出這兩個(gè)參數(shù)值,而這兩個(gè)參數(shù)值也和升壓電路的穩(wěn)定性有關(guān)。(圖10)
假設(shè)LSOURCE MAX=1μh(這是此22AWG線(xiàn)長(zhǎng)1呎連接輸入電源及升壓電路之間長(zhǎng)度所估出的電感量)下一步是選擇一個(gè)LC共振頻率fLC,先設(shè)定fLC=0.4fs=80kHz,則輸入電路最小值計(jì)算式為:
?。ü?3)
?。ü?4)
(公式25)
?。ü?6)RSOURCE MAX=(1-Dmax)2.RLED=1.25
由上列2等式可看出最大電源電阻值是與輸入濾波器參數(shù)無(wú)關(guān),故無(wú)法控制它.
但最小電源電阻值卻是與輸入濾波器的參數(shù)有關(guān)。最小電源電阻值被計(jì)算出為2μΩ,這是非常小的值非常容易達(dá)到,但是在某些例子中,導(dǎo)線(xiàn)的最小電源電阻值卻大于所想要的值.在這樣子的例子中,在導(dǎo)線(xiàn)中加入小電阻(以提供必須的阻尼)或LC的共振頻率必須降低到計(jì)算出最小電源電阻低于所想要的值。有一點(diǎn)是必須注意的,將輸入的2條導(dǎo)線(xiàn)絞在一起可以大幅降低電源電感值。
■控制回路設(shè)計(jì)
步驟10選擇振蕩電阻(RT)
振蕩電阻的計(jì)算式為:
(公式27)
步驟十一選擇2個(gè)電流感應(yīng)電阻(RCS與RS)
輸出電流感應(yīng)電阻的功率消耗必須小于0.15W,這樣才能夠選用1/4W的電阻。
?。ü?8)
(公式29)
步驟十二選擇參考電流設(shè)定分壓電阻(Rr1,Rr2)
參考電流IREF的電壓設(shè)定,可經(jīng)由2電阻Rr1,Rr2分壓自IC內(nèi)部的參考電壓或外部提供的電壓。
?。ü?0)
步驟十三設(shè)定斜率補(bǔ)償電阻(Rslope,Rsc)
因?yàn)樯龎弘娐繁辉O(shè)計(jì)為定頻操作,必須使用斜率補(bǔ)償以確保電路穩(wěn)定.加入電流感應(yīng)信號(hào)的斜率必須為電感電流最大下降斜率的一半,以確峰電流控制方式在任何情形之下均能夠穩(wěn)定操作。這可以用2個(gè)電阻Rslope,Rsc來(lái)達(dá)到斜率補(bǔ)償功能。
在此例中,電感電流的最大下降斜率為:
?。ü?2)
在這里必須注意,SCpin的最大輸出電流為100uA,所以Rslope的最小值建議為25kΩ∼50kΩ。
步驟十四選擇電感電流限制電阻(RL1,RL2)
電感的電流被2個(gè)因素限制,最大電感電流及加在電感的斜率補(bǔ)償信號(hào)。從REF經(jīng)2個(gè)分壓電阻設(shè)定CLIM準(zhǔn)位。
(公式35)
?。ü?6)
步驟十五選擇旁路電容(CREF.Cpo)
建議一定要在REF及VDD pin加上旁路電容,VDDpin一般建議加1uF陶瓷電容,若使用的FETQg>15nC,則必須將電容加大至2.2uF,REF pin一般建議加0.1=uf陶磁電容。
步驟十六選擇過(guò)電壓保護(hù)點(diǎn)的設(shè)定(Rovp1.Rovp2)
過(guò)電壓保護(hù)點(diǎn)通常設(shè)定比穩(wěn)態(tài)最大輸出電壓高15%。
(公式37)Vopem.1.15.Vomax=92V
因此設(shè)定電阻可由下列二式得知:
?。ü?8)
步驟十七設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)
以連續(xù)電流模式的升壓電路并以峰電流控制方式,對(duì)于頻率小于十分之一的開(kāi)關(guān)頻率,功率級(jí)的轉(zhuǎn)移涵數(shù)為下:公式40)
|Gps(s)|fc=2kHz=Φps=-80°
為得到相位邊限約Φm=45°通常建議相位邊限范圍為45°–60°,相位角度必須提升。
?。ü?2)Φboost=Φm-Φps-90=35°
從(公式3)式中可得知,需使用TypeII補(bǔ)償使系統(tǒng)穩(wěn)定,使用(公式5)及(公式8)式可計(jì)算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的值。
?。ü?3)
(公式45)
從(公式46)Cz+Cc=10nF、(公式47)Cz/Cc=10nF,將(公式44)(公式47)代入(公式45),可得到:
?。ü?8)Cc=(Cz+Cc)*Wz)/Wp=2.84nF
從(公式48)、(公式46)可以得到:
?。ü?9)Cz=7.43nF
從(公式44)、(公式49)可以得到:
?。ü?0)Rz=1/(WzCz)=20.37KΩ
選擇Cc=2.2nF、50V、COG電容
Cz=6.8nF、50V、COG電容
Rz=20.0k、1/8W、1%電阻