脈寬調(diào)制是一種調(diào)制或改變某個方波的簡單方法。方波占空比基本形式是隨輸入信號變化的。占空比是指方波的高電平時間和低電平時間之比。一個50%占空比的波形會具有50%的高電平時間和50%的低電平時間，而一個10%占空比的波形則具有10%的高電平時間和90%的低電平時間。PWM有許多應(yīng)用，其中包括電動機控制、伺服控制、調(diào)光、開關(guān)電源，甚至某些音頻放大器。在諸如MEMS（微機電系統(tǒng)）鏡面?zhèn)鲃悠骺刂频葢?yīng)用系統(tǒng)中，有一個反饋系統(tǒng)必須對PWM進行調(diào)節(jié)。有個電路監(jiān)測并控制PWM輸出信號，然后根據(jù)應(yīng)用系統(tǒng)要求改變占空比。輸出頻率對傳動器進行調(diào)節(jié)，而占空比則設(shè)定傳動器的速度。反饋回路控制閾值電平。本“設(shè)計實例”描述帶反饋控制的高頻率高分辨率PWM。首先，探討一下PWM理論也許是有益的。
圖1 一個DDS電路可與一個比較器和一個帶內(nèi)部DAC和ADC的微控制器組合在一起，以便產(chǎn)生高分辨率的PWM輸出信號。
幾種可供選用的體系結(jié)構(gòu)
傳統(tǒng)的PWM用兩個運算放大器來產(chǎn)生鋸齒波形，用一個電位器來產(chǎn)生直流基準電壓，再用一個比較器來產(chǎn)生PWM輸出信號。這類設(shè)計的優(yōu)點是切實可行而又成本低廉。遺憾的是，
如不改變元件值就無法方便地對頻率進行編程,而且頻率微調(diào)也非常困難。這種方法的另一個問題是難以精確控制占空比。你可以使用數(shù)字式電位器來替代機械式電位器，但這樣做會加大成本。產(chǎn)生PWM波形的第二種辦法是采用ADμC824 MicroConverter（微轉(zhuǎn)換器）。它除了提供兩個PWM信號輸出以外，還集成了幾個ADC、幾個DAC、一個與8052兼容的微控制器以及閃存。你可以配置出分辨率高達16位的PWM。不過，已編程的頻率會影響PWM的分辨率。PWM的頻率和分辨率如下：FPWM=16.777 MHz/N，式中N是以位表示的分辨率。
一個內(nèi)部PLL可根據(jù)32千赫晶振推導出16.77MHz基準時鐘。該基準時鐘對PWM的輸出信號進行采樣。如前所述，N是PWM的分辨率，即位的多少。要達到16位的分辨率，PWM的最大頻率是266Hz。頻率為200kHz時，分辨率會降到大約6位。因此，ADμC832對于低頻高分辨率系統(tǒng)來說是一種理想的低成本方法，但對于高頻高分辨率系統(tǒng)來說并非如此。
DDS的實現(xiàn)
要求實時高分辨率頻率調(diào)節(jié)和脈寬調(diào)制調(diào)節(jié)的系統(tǒng)，可以采用直接數(shù)字合成器（DDS）在大帶寬范圍內(nèi)提供具有高頻率分辨率的高精度鋸齒波形。于是，你就可以在開環(huán)或閉環(huán)系統(tǒng)中將該信號作為比較器的輸入信號。圖1示出了一種產(chǎn)生具有可編程占空比的可編程方波的簡便方法。AD9833型DDS把一個可編程三角形波送入AD8611比較器的一個輸入端，并控制輸出波形的頻率。傳動器的反饋回路控制比較器的閾值電平。AD8611是一個具有鎖存功能和互補輸出的4ns比較器。來自DDS的輸入信號直接送到比較器的反相輸入端。輸出信號通過R1和R2反饋到非反相輸入端。R1對R1+R2之比決定滯后窗的寬度，而VDAC設(shè)定滯后窗的中心，即平均開關(guān)電壓。輸出端在輸入電壓大于VHI時就轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖剑⑶乙捷斎腚妷旱陀赩LO時才再次轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖?，正如下式所示：VHI=(V+-1.5V-VDAC)(R1/(R1+R2))+VDAC和VLO=VDAC(R2/(R1+R2))，式中 V+ 是加到比較器的正電源電壓，VDAC 是DAC設(shè)定的電平。AD8611能接收峰—峰電平為400mV的100兆赫信號，也能接收幾十毫伏的輸入信號。AD9833可利用DDS體系結(jié)構(gòu)產(chǎn)生正弦波和三角波輸出信號。AD9833在一塊芯片內(nèi)含一個采用28位相位累加器的數(shù)值控制的振蕩器、一個正弦ROM以及一個10位數(shù)/模轉(zhuǎn)換器（圖2）。
圖2 一個DDS電路可在一塊芯片上包含一個采用28位相位累加器的數(shù)控晶振、一個正弦ROM以及一個10位數(shù)模轉(zhuǎn)換器。
你一般根據(jù)其振幅公式來考慮正弦波：a(t)=sin(vt)。但是，這些波形都是非線性的，而且難以產(chǎn)生。另一方面，角信息本質(zhì)上又是線性的。這就是說，相位角在每一時間單位內(nèi)轉(zhuǎn)過某一固定角度。只要知道一個正弦波的相位是線性的，又已知基準間隔（時鐘周期），你就可以確定該周期內(nèi)的相位旋轉(zhuǎn)：
相位=ωdt；
ω=Δ相位/dt；
f=(Δ相位×fMCLK)/2π，
式中dt是主時鐘頻率fMCLK的倒數(shù)。只要知道相位和主時鐘頻率，便可以利用這一公式產(chǎn)生輸出頻率。相位累加器提供28位的線性相位。正弦ROM以數(shù)字格式存儲輸出正弦波的振幅系數(shù)。DAC把正弦波轉(zhuǎn)換成模擬域。如果你旁路正弦ROM，則AD9833就會產(chǎn)生三角波，而不是產(chǎn)生正弦波。你可用寫入頻率寄存器的方法給該器件編程。于是，從該器件輸出的模擬信號是fOUT=(fMCLK/228)×(頻率-寄存器字)。
DDS輸出信號具有28位分辨 率，因此有效頻率步長有可能達到0.1Hz數(shù)量級，而頻率最高可達大約10MHz。兩個相位寄存器具有12位相位分辨率。這些寄存器可使信號移相，移相值為PSHIFT=(2π/4096)×(相位-寄存器字)。一個25MHz的晶振為DDS提供基準主時鐘。DDS的輸出級是一個擺幅為0.7VP-P的電壓輸出DAC，其負載是一只200Ω內(nèi)部電阻器。增加負載電阻RL會降低輸出電壓的峰—峰值，從而可以把DDS的峰—峰輸出調(diào)到比較器的輸入范圍內(nèi)。DDS的輸出端通常有一個濾波級。濾波級的用途是濾除基準時鐘頻率、像頻和更高頻率的饋通信號，并限制所考慮的信號的帶寬。
圖3示出了圖1中AD8611比較器的典型輸出曲線圖。DDS的輸入信號是一個調(diào)到1MHz的三角波。每個曲線圖都示出了各種不同閾值電壓的PWM輸出。在圖1的閉環(huán)電路中，你可以把PWM的輸出調(diào)到12位精確度。并可使用許多種脈寬調(diào)制方法；所用方法取決于應(yīng)用系統(tǒng)。對于低分辨率應(yīng)用系統(tǒng)來說，采用運算放大器和電位器的傳統(tǒng)方法是可以接受的，也很經(jīng)濟實惠。對于低頻高分辨率應(yīng)用系統(tǒng)來說，ADμC832則是一種免費增加功能的單芯片方法。對于要求頻率微諧的高分辨率
高頻應(yīng)用系統(tǒng)來說，你可以將一個DDS和一個比較器組合在一起，產(chǎn)生精密的高頻PWM波形。
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