基于DSP的短波分集合成接收機(jī)

一、 引言
由于短波信道是時(shí)變的色散信道，電波在電離層的傳播和反射受各層電離層變化的影響很大，從而導(dǎo)致接收點(diǎn)場強(qiáng)電平的隨機(jī)變化，這種隨機(jī)變化稱為電波的衰弱。衰弱時(shí)，信號(hào)電平的下降最高可達(dá)幾十dB, 使得短波信號(hào)無法正常接收。為了起到互相補(bǔ)償、抗衰弱以及改善接收性能的作用，短波通信通常采用分集接收技術(shù)，它包括空間分集、頻率分集、時(shí)間分集、角度分集和極化分集等方式, 其中最為常見的是空間分集。分集接收效果的好壞，不僅與分集方式、分集重?cái)?shù)等因素有關(guān)，而且與接收端所用的合成方式有關(guān)。常見的空間分集合成方式有：最小色散合成、最大功率合成、平方律合成、同相合成和最佳比例同相合成等。其中最佳比例同相合成是指在同相合成的基礎(chǔ)上，按照各路信號(hào)信噪比和幅度的不同分別予以不同的比例系數(shù)加權(quán)，使得合成后的信噪比最大的一種最優(yōu)空間分集合成方法。實(shí)現(xiàn)最佳比例同相合成的傳統(tǒng)電路（如鎖相環(huán)、數(shù)字電路等）由于轉(zhuǎn)換速度慢等缺點(diǎn)難以符合實(shí)時(shí)的要求。隨著數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）運(yùn)算速度的日益提高，高精度大動(dòng)態(tài)范圍模數(shù)轉(zhuǎn)換器（A/D）的出現(xiàn)和廣泛使用，使得采用數(shù)字運(yùn)算方式來完成短波信號(hào)的分集合成接收更為簡單和可靠[1][2]。

二、接收機(jī)的組成
短波分集合成接收機(jī)主要由模擬前端、A/D、分集合成、數(shù)字解調(diào)、D/A和音頻處理等六部分組成，實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。




圖1 短波分集合成接收機(jī)組成框圖
模擬前端共有四個(gè)通道分別連接來自四元天線陣的輸入信號(hào)，在共用一個(gè)本振的情況下，獨(dú)立的對(duì)四路信號(hào)進(jìn)行混頻、濾波和放大等操作。如圖2所示，從天線陣接收來的RF信號(hào)首先和可調(diào)諧的一本振（42.2~70.2MHz）進(jìn)行第一次混頻，轉(zhuǎn)換為中心頻率為40.2MHz的高頻信號(hào)，帶寬為20KHz，調(diào)諧步進(jìn)誤差為1KHz。然后再和固定頻率為40.175MHz的二本振進(jìn)行第二次混頻，經(jīng)過放大濾波后得到中心頻率為25KHz，帶寬為12KHz的IF信號(hào)。


圖2 模擬前端組成框圖
從模擬前端輸出的四路IF信號(hào)分別通過16位的A/D以100KHz的采樣速率進(jìn)行模數(shù)變換后，得到的四路數(shù)字信號(hào)送入DSP的分集合成模塊。分集合成模塊根據(jù)合成算法將四路信號(hào)合成為一路同相數(shù)字信號(hào)后將這路信號(hào)送入DSP的數(shù)字解調(diào)模塊。解調(diào)后的信號(hào)通過D/A數(shù)模變換后送到音頻處理單元。音頻處理單元完成音頻信號(hào)的模擬濾波和增益調(diào)節(jié)等功能之后輸出音頻信號(hào)。
三、 分集合成算法
分集合成單元采用的合成算法是最佳比例同相合成算法。最佳比例同相合成是指在同相合成的基礎(chǔ)上，按照各路信號(hào)信噪比和幅度的不同分別予以不同的比例系數(shù)加權(quán)，使得合成后的信噪比最大的一種空間分集合成方法，其算法實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示：




圖3 分集合成單元組成框圖
DSP通過對(duì)輸入信號(hào)的實(shí)時(shí)采集和計(jì)算，確定數(shù)字移相的度數(shù)和比例調(diào)整系數(shù)的大小。分集合成單元完成的主要功能是：
1) 計(jì)算4路信號(hào)的信噪比和幅度，以及信噪比最大的一路信號(hào)與其它三路信號(hào)的相位差；
2) 通過數(shù)字移相使得四路信號(hào)的相位一致；
3) 根據(jù)每路信號(hào)的信噪比和幅度分別予以不同的比例系數(shù)加權(quán)；
4) 加權(quán)后的四路同相信號(hào)直接相加。
1.數(shù)字移相
數(shù)字移相是利用公式
SinωnCosθ+CosωnSinθ=Sin(ωn+θ)
來實(shí)現(xiàn)的。首先將要移相的信號(hào)分成兩路，一路先移相90o變成Cosωn，然后根據(jù)要移相的相位差θ將兩路信號(hào)分別乘以Cosθ和Sinθ，再將兩路信號(hào)相加便是Sin(ωn+θ)的移相信號(hào)。數(shù)字移相器的算法實(shí)現(xiàn)框圖如圖4所示：




圖4 數(shù)字移相器的算法流程圖
2 加權(quán)比例系數(shù)
假設(shè)四路信號(hào)的加權(quán)比例系數(shù)分別為K1,K2,K3,K4;四路信號(hào)的幅度分別為US1,US2,US3,US4;四路信號(hào)的噪聲相等,UN1=UN2=UN3=UN4。則合成后的信號(hào)和噪聲電壓分別為：
US=K1US1+K2US2+K3US3+K4US4 (1)
UN= (2)
合成后的信噪比為：
S/N= US/UN (3)
則可以計(jì)算出[3]當(dāng)
K2/K1=US2/US1, K3/K1=US3/US1, K4/K1=US4/US1 (4)
時(shí)合成后的信號(hào)信噪比最大，最大信噪比為
(S/N)max= S1/N1+S2/N2+S3/N3+S4/N4 (5)
需要說明的是當(dāng)某路信號(hào)幅度很?。ㄅc最大幅度相差10倍以上）或信噪比很小(小于０.2dB)時(shí)，該路信號(hào)將不參予合成。算法運(yùn)算時(shí)先找出信號(hào)幅度最大的一路信號(hào)(對(duì)應(yīng)K1=1)，根據(jù)(4)式確定K2、K3和K4, 然后根據(jù)(1)式直接相加合成信號(hào)。
四、數(shù)字解調(diào)算法
在這個(gè)接收機(jī)中我們只考慮了短波調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)。當(dāng)然也可以在DSP上外接一個(gè)命令輸入單元，根據(jù)不同的輸入命令用不同的數(shù)字信號(hào)解調(diào)算法來解調(diào)不同調(diào)制方式的短波信號(hào)[4]。由于模擬前端的本振存在步進(jìn)誤差，使得進(jìn)入數(shù)字解調(diào)單元的信號(hào)載頻不夠準(zhǔn)確，采用SSB解調(diào)方法會(huì)產(chǎn)生較大的差頻聲。一種較為有效的AM信號(hào)解調(diào)方法是包絡(luò)檢波法，其算法流程如圖5所示。




圖5 AM信號(hào)解調(diào)算法流程圖
設(shè)載波信號(hào)為uccos(ωct+ψ),調(diào)制信號(hào)為m0+mΩ(t),則接收到的標(biāo)準(zhǔn)調(diào)幅信號(hào)為：
S(t)=[m0+mΩ(t)] uccos(ωct+ψ)
設(shè)：
mI(t)= [m0+mΩ(t)] uccosψ
mQ(t)= [m0+mΩ(t)] ucsinψ
則調(diào)制信號(hào)可以分解為載波的同相分量和正交分量，即mI(t) cosωct-mQ(t)sinωct。將輸入信號(hào)分別與本地載波cosωct和sinωct相乘，得到的帶通信號(hào)搬移到零中頻(為了克服模擬前端本振的步進(jìn)誤差)，然后再進(jìn)行低通FIR抗混迭濾波和4:1抽取并使采樣頻率從100KHz降低到25KHz，通過低通LPF2濾波，可得到同相分量和正交分量：
I(t)=0.5mI(t)=0.5 [m0+mΩ(t)] uccosψ
Q(t)=0.5mQ(t)=0.5 [m0+mΩ(t)] ucsinψ
求出包絡(luò):
A(t)= =k[m0+mΩ(t)]
即完成了短波AM信號(hào)的解調(diào)
五、實(shí)驗(yàn)結(jié)果
將短波天線陣接收下來的四路信號(hào)連接到接收機(jī)的天線輸入端。用２個(gè)２路頻譜分析儀分別接在DSP的四個(gè)輸入端，在DSP的輸出端也連接一個(gè)頻譜分析儀，抽測輸入信號(hào)和輸出信號(hào)的信噪比用來檢測分集合成單元的工作情況。幾組典型的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示(單位:dB):




上述數(shù)據(jù)表明，只要有一路信號(hào)較好即可滿足數(shù)字解調(diào)要求。樣機(jī)制作完成后，用來接收實(shí)際的短波信號(hào)，通過長期的監(jiān)聽效果表明我們研制的短波分集合成接收機(jī)達(dá)到了實(shí)用要求。嚴(yán)格的性能測試和整機(jī)的進(jìn)一步優(yōu)化與改進(jìn)仍在進(jìn)行中。