采用 LM2623 比率自適應(yīng)門(mén)控振蕩器控制的 SEPIC 電路設(shè)計(jì)
[導(dǎo)讀]采用 LM2623 比率自適應(yīng)門(mén)控振蕩器控制的 SEPIC 電路設(shè)計(jì)
簡(jiǎn)介
有些應(yīng)用需要穩(wěn)定的輸出電壓，該電壓可能高于也可能低于輸入電壓范圍。 這是常見(jiàn)于輸入電壓隨時(shí)間而變化的電池供電的系統(tǒng)。
常規(guī)的方法包括增加電池電壓然后將其降低到所需的值。 這樣可從電池獲取穩(wěn)定電壓，而不論電池的原始電平如何。
不過(guò)，此類(lèi)方法存在一些缺陷： 增加元件數(shù)量和空間、提高成本、降低可靠性并且降低功率傳遞的效率。 在本文中，我們將向您介紹從各種電壓輸入源獲得穩(wěn)定電壓的更好方法。
能夠執(zhí)行所需功能的一種轉(zhuǎn)換器是非絕緣 SEPIC，它是單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器（Single-Ended Primary Inductance Converter）的首字母縮略詞。 這種轉(zhuǎn)換器能夠，降低或增加輸入電壓。
本文概要介紹基于美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司 LM2623 比率自適應(yīng)門(mén)控振蕩器的穩(wěn)壓器控制的 SEPIC 電路的操作。
SEPIC 電路： 操作原理
開(kāi)關(guān)直流/直流轉(zhuǎn)換器中的所有電感器和電容器波形有直流分量和少量非所要求的交流分量組成，是因開(kāi)關(guān)諧波不完全衰減造成的：
電感器和電容器的定義關(guān)系：
讓我們?cè)陂_(kāi)關(guān)周期 內(nèi)積分：
這可以直觀地進(jìn)行解釋。 如果將直流電壓加于電感器，則流量將持續(xù)增加，并且電感器電流將無(wú)限增加。 同樣，如果將直流電加于電感器上，則電容器將持續(xù)充電，并且它的電壓將無(wú)限增加。
等式[等式 9] 和[等式 10] 稱(chēng)為電感器伏-秒平衡和電容器電荷平衡原理。
到目前為止所推出的原理,班現(xiàn)在應(yīng)用于推導(dǎo) SEPIC 電路電感器電流和電容器電壓的穩(wěn)態(tài)直流分量。 還找到電壓和電流紋波的量值。 我們將假定所有元件均是理想的；寄生元件，例如，功率損耗的來(lái)源是忽被略的。
在圖 1 中以圖解的形式說(shuō)明了使用一個(gè)開(kāi)關(guān)和一個(gè)二極管的 SEPIC 電路的實(shí)際情況。
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此轉(zhuǎn)換器利用四個(gè)動(dòng)態(tài)能量存儲(chǔ)元件：L1 、L2 、C1 和 Cout。
SEPIC 電路的行為強(qiáng)烈依賴(lài)于電感器中電流以及電容器中電壓的連續(xù)性。 由于存在許多不同的操作模式，因此決定了電感器電流和電容器電壓是連續(xù)還是不連續(xù)。 盡管所有的模式均可能存在，但常見(jiàn)的操作模式是C1上的電壓連續(xù)，而L1和L2是連續(xù)傳導(dǎo)， 或斷續(xù)傳導(dǎo)。 在本文中，我們將提到電感器中的電流從不為零的案例： 這種操作模式稱(chēng)為連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM)。 CCM 產(chǎn)生較小的電流紋波，這暗含著在電路的無(wú)源元件上存在較低的應(yīng)力，并且存在較低的電磁干擾。
正如圖 2a 中所描述的那樣，關(guān)閉開(kāi)關(guān)時(shí)，能量從輸入源傳遞到L1，并從C1傳遞到 。 在此時(shí)間內(nèi)，C2向負(fù)載提供必要的能量。 當(dāng)最終打開(kāi)開(kāi)關(guān)時(shí)，如圖 2b，L1和L2中存儲(chǔ)的能量通過(guò)二極管釋放給C1、C2 、 和負(fù)載。
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當(dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)（圖 2a），極性隨意定義的電感器電壓和電容器電流如下：
根據(jù)小紋波近似，我們假定與相應(yīng)的直流分量Vg、Vc1 、IL2 和Vout 相比，vg、vc1 、iL2 和vouy 的開(kāi)關(guān)紋波量值較小。
當(dāng)開(kāi)關(guān)開(kāi)啟時(shí)（圖 2b），電感器電壓和電容器電流變?yōu)椋?br />
[等式 13] 的小紋波近似輸出：
在圖 3 中以圖解方式說(shuō)明了基于[等式 12] 和[等式 14] 的電感器電壓和電容器電流波形。
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我們現(xiàn)在將圖 3 波形的直流分量或平均值設(shè)為零，以便在轉(zhuǎn)換器中找到穩(wěn)態(tài)條件：
其中， 代表開(kāi)關(guān)的工作周期， 是工作周期的補(bǔ)量，定義為 。 此等式系統(tǒng)的解答可表示如下：
為了完成我們的穩(wěn)態(tài)分析，我們將估計(jì)電感器電流和電容器電壓的開(kāi)關(guān)紋波量值。 在圖 4 中對(duì)這些進(jìn)行了描述。
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可以在第一個(gè)子區(qū)間中通過(guò)分析推導(dǎo)波形的范圍：
由于我們知道第一個(gè)區(qū)間的長(zhǎng)度和穩(wěn)態(tài)中的波形與它們平均值相對(duì)稱(chēng)，因此我們可以計(jì)算紋波量值：
這些表達(dá)式可用于選擇L1 、L2 、C1 和C2 的值，以便獲取開(kāi)關(guān)紋波量值的所需值。
比率自適應(yīng)門(mén)控振蕩器穩(wěn)壓器
美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司的 LM2623 是一款開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，它包括低端 NMOS 開(kāi)關(guān)，并且設(shè)計(jì)用于直流/直流轉(zhuǎn)換器，例如，升壓轉(zhuǎn)換器和 SEPIC。
正如圖 5 中所描述的那樣，穩(wěn)壓器的控制模式由啟用振蕩器的滯后比較器組成，它能夠驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)。
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可以參考圖 6 理解器件的基本操作。
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工作周期取決于由R5 和C3 組成的外部無(wú)源網(wǎng)絡(luò)。 如果R5 和C3 保持?jǐn)嚅_(kāi)，則默認(rèn)工作周期大約為 17%。 通過(guò)工作周期設(shè)置值為超過(guò)應(yīng)用所需的最大值來(lái)實(shí)現(xiàn)。 系統(tǒng)開(kāi)關(guān)持續(xù)，直到輸出電壓到達(dá)上限，當(dāng)輸出到達(dá)下限之后系統(tǒng)開(kāi)關(guān)重新開(kāi)始。 此類(lèi)操作模式采取所謂的脈沖頻率調(diào)制技術(shù)。 每個(gè)開(kāi)關(guān)周期當(dāng)電流流經(jīng)電感器時(shí)，電感器每個(gè)開(kāi)關(guān)周期存儲(chǔ)更多的能量。 當(dāng)?shù)竭_(dá)電壓上限時(shí)，輸出電壓通常超過(guò)所需電壓，因?yàn)殡姼衅髦写鎯?chǔ)的能量正在傳遞給輸出。 當(dāng)系統(tǒng)再次開(kāi)始開(kāi)關(guān)時(shí)，輸出電壓也將下沖，因?yàn)殡姼衅髦械哪芰啃枰€原。 大輸出電容器和小電感器在這些情況下將減少紋波。 結(jié)果系統(tǒng)中產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)頻率不是振蕩器頻率，而是由負(fù)載和輸入/輸出電壓確定的較低頻率。 這種操作模式在負(fù)載大幅變化的應(yīng)用中非常有用。
輸出電壓通過(guò)電阻器RF1 和PF2 然后從而設(shè)置輸出電壓。 電容器CF1 將紋波從輸出直接注入比較器。 這樣一旦到達(dá)電壓極限，便觸發(fā)比較器，從而最小化輸出超載和欠載。
如果負(fù)載在各種范圍內(nèi)不變化，則可以使用 LM2623 的比率自適應(yīng)功能實(shí)現(xiàn)所謂的周期到周期 PFM 操作模式。 此技術(shù)用于將轉(zhuǎn)換器的工作周期與輸入到輸出電壓比率所需的工作周期相匹配。 動(dòng)態(tài)調(diào)整工作周期，以便考慮輸出到輸入比率變化。 這樣，電感器中存儲(chǔ)的大多數(shù)能量在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)傳遞到負(fù)載。 通過(guò)在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)調(diào)整接通和斷開(kāi)的時(shí)間來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制，以便滿(mǎn)足負(fù)載的電流要求。 電感器中的電流絕不會(huì)進(jìn)入零，就如，各種負(fù)載變化在滯后操作模式電路中,或工作周期時(shí)，輸入到輸出電壓比率不匹配。 結(jié)果，與滯后操作模式相比，輸出紋波要低得多。 圖 7 中顯示了經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化的比率自適應(yīng)控制模式方框圖。為簡(jiǎn)化起見(jiàn)，我們假定要在轉(zhuǎn)換器塊中包括開(kāi)關(guān)。
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可以通過(guò)分析圖 8 中所示的振蕩器的體系結(jié)構(gòu)來(lái)理解工作周期調(diào)制機(jī)制。
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讓我們假定器件已啟用，并且節(jié)點(diǎn) A 開(kāi)始時(shí)非常高，這表示開(kāi)關(guān)處于開(kāi)啟狀態(tài)。 在這種狀態(tài)下，節(jié)點(diǎn) D 和 E 分別位于高和低狀態(tài)，Coff 通過(guò) N2 放電，P1 和 P2 斷開(kāi)，N1 處于接通狀態(tài)，并且將節(jié)點(diǎn) D 連接至節(jié)點(diǎn) B。 VB=VD呈線(xiàn)性下降，在Iosc 給定的時(shí)間常量和Con 的大小下，在 NOT 門(mén)開(kāi)關(guān)之前，節(jié)點(diǎn) A、D 和 E 分別變?yōu)榈汀⒌秃透摺?在此新?tīng)顟B(tài)下，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)， 通過(guò) P1 放電，N1 和 N2 斷開(kāi)，而 P2 接通，并且將節(jié)點(diǎn) D 連接至節(jié)點(diǎn) C。Vc=VD 呈線(xiàn)性增加，在Iosc 確定的時(shí)間常量以及Coff的大小下，在 NOT 門(mén)開(kāi)關(guān)之前，節(jié)點(diǎn) A 再一次變高。
開(kāi)關(guān)頻率由Iosc確定，它是從恒定電流源鏡像的電流，它的電流由Vg和R3 以及兩個(gè)電容器的大小設(shè)定；如果R5和C3 保持?jǐn)嚅_(kāi)，則通過(guò)兩個(gè)電容器Con和Coff 間的比率將工作周期設(shè)為 17%。
工作周期調(diào)制的理想狀態(tài)是通過(guò)調(diào)制流入頻率插針的直流電流，在接通時(shí)間內(nèi)減慢振蕩器，在斷開(kāi)時(shí)間內(nèi)加速振蕩器。 在開(kāi)關(guān)和頻率插針之前連接的 和 系列的行為類(lèi)似直流電來(lái)源： 當(dāng)開(kāi)關(guān)接通時(shí)，它從頻率插針中排泄電荷，而當(dāng)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，它將其它電荷注入同一個(gè)插針。 兩個(gè)方向的電荷傳遞的時(shí)間常量如下：
隨著轉(zhuǎn)換器的輸入電壓下降，交流電荷傳遞變?yōu)檎袷幤麟娏鞯母蟀俜直?；結(jié)果是工作周期增加。 通過(guò)為 τ 選擇相應(yīng)的值，電荷傳遞量增加，因?yàn)檎袷幤饕蜉斎胂陆刀鴾p慢。
下面簡(jiǎn)要描述為頻率和工作周期調(diào)制選擇外部組件的經(jīng)驗(yàn)性方法。
VgR3為振蕩器提供直流驅(qū)動(dòng)電流： 當(dāng)電阻阻值較低時(shí)，頻率增加，當(dāng)輸入電壓值較低時(shí)，頻率下降。 在最低值R5時(shí)的Vg設(shè)置為零，C3增加，直到獲得調(diào)制。 C3確定最大電荷傳遞量；較小的R3值需要較大的 值（大于交流電荷傳遞），以便實(shí)現(xiàn)相同的工作周期調(diào)制百分比。然后R5增加，直到工作周期匹配輸入至輸出比率。 此時(shí)，Vg增加到它的最大值。 如果工作周期不足夠下降，則R5將增加，直到工作周期匹配輸入到輸出比率。 輸入再次下降到它的最小值，并且如果工作周期不足夠的高，則C3下降。 此過(guò)程將重復(fù)，直到時(shí)間常量 τ 允許工作周期在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)相應(yīng)的變化。
LM2623 的 SEPIC 設(shè)計(jì)示例
在本節(jié)中，我們介紹周期到周期 PFM 調(diào)制模式的 SEPIC 設(shè)計(jì)示例，具有以下規(guī)范：
標(biāo)稱(chēng)最大和最小工作周期如下：
外部無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的分量等于：
這些分量設(shè)置介于 1.6MHz 和 1.8MHz 之間的開(kāi)關(guān)頻率，并且允許工作周期在最小和最大所需值之間變化。
SEPIC 中的電感器大小通常選定為限制流入它們的峰值到峰值紋波電流，并且維護(hù)持續(xù)的傳導(dǎo)模式。 最好選用后者，因?yàn)樗鼘?dǎo)致較低的電磁干擾。 最大電流紋波通常設(shè)置介于流經(jīng)每個(gè)電感器的平均電流的 30% 和 50% 之間。 作為起點(diǎn)，我們選擇 40% 的值來(lái)估計(jì)電感的值：
其中η是正確的因素，因寄生效應(yīng)將考慮功率損耗。
我們選擇L1=L2=15UH，它可以處理下列最大峰值電流：
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此應(yīng)用中開(kāi)關(guān)的最大電壓和電流應(yīng)力如下：
M2623 內(nèi)的開(kāi)關(guān)分別具有 2.2A 的最低電流極限和 14V 的最大電壓能力。
當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)輸出二極管開(kāi)啟，并且提供電感器電流的路徑。 選擇整流器二極管的重要標(biāo)準(zhǔn)包括： 開(kāi)關(guān)迅速、擊穿電壓、額定電流和較低的正向電壓降，以最小化功率消耗。 最佳的解決方案是肖特基二極管。 擊穿電壓必須大于最大輸入電壓和輸出電壓，并且應(yīng)為順態(tài)和尖峰添加一些容限。 額定電流至少應(yīng)等于這兩個(gè)電感器中最大峰值電流的和： 通常，額定電流將比較高，因?yàn)楣暮徒Y(jié)溫限制支配著器件的選擇。 對(duì)于我們的示例，我們選擇額定電流為 3A，擊穿電壓為 40V 的肖特基二極管。
電容器的功能是在它們的電場(chǎng)中存儲(chǔ)能量；因此，從質(zhì)量方面看，電容器的功能是嘗試保持恒定電壓。 SEPIC 電容器C1在開(kāi)關(guān)時(shí)間內(nèi)為電感器L2提供能量。 假定最大電壓降為5%，則C1的計(jì)算值等于：
所選的電容器必須能夠處理 rms 紋波電流：
最后，我們分別為C2和Cin 選擇 鉭電容器100UF 和22UF 陶瓷電容器。
兩個(gè)電容器的 rms 電流能量必須等于：
有時(shí)候并行放置輸出電容器 陶瓷電容器非常有用，可以旁通高頻諧波。
圖 9 中顯示了整個(gè)電路；圖 10-13 顯示了兩個(gè)電感器在不同輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)性電流波形。
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圖 10： Vg=3.0V 時(shí) L1 開(kāi)關(guān)信號(hào)的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
圖 11： Vg=3.0V 時(shí) L2 開(kāi)關(guān)信號(hào)的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
圖 12： Vg=4.2V 時(shí) L1 開(kāi)關(guān)信號(hào)的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
圖 13： Vg=4.2V 時(shí) L2 開(kāi)關(guān)信號(hào)的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
結(jié)論
盡管 SEPIC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在開(kāi)關(guān)和二極管上設(shè)置更高的應(yīng)力，但無(wú)需使用變壓器實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換，而是通過(guò)成本較低的電感器。 此類(lèi)轉(zhuǎn)換器在需要真正停機(jī)的升壓應(yīng)用中也非常有用，因?yàn)橥ㄟ^(guò)藕合電容器對(duì)輸入和輸出電壓進(jìn)行直流絕緣。
提供了美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司的 LM2623 穩(wěn)壓器的 SEPIC 設(shè)計(jì)示例。 如果負(fù)載在一段范圍內(nèi)不變化，可以通過(guò)外部分量修復(fù)開(kāi)關(guān)頻率并允許工作周期隨輸入變化而變化。 這樣，轉(zhuǎn)換器的行為類(lèi)似于典型的 PWM 調(diào)制轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器的差別就是無(wú)需任何補(bǔ)償，因?yàn)?PFM 體系結(jié)構(gòu)非常穩(wěn)定。
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