一種自感知型電感同步開關(guān)能量采集電路(一)

能源問題是當今世界廣泛關(guān)注的熱點問題，各國研究人員一直在努力尋找和開發(fā)新能源。近年來，環(huán)境振動能量已成為研究者的“ 新寵”，被應(yīng)用在無線傳感器網(wǎng)絡(luò)的供電系統(tǒng)中，用以取代傳統(tǒng)的電池供電。

壓電能量采集因其具有轉(zhuǎn)化效率高、結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)機構(gòu)的微小化等諸多優(yōu)點而成為振動能量采集研究的熱點。然而壓電陶瓷片在振動環(huán)境中僅能輸出低功率、小電流的交流電，無法直接為電子器件供電。通常需要設(shè)計附加的能量采集電路，以便完成交直流轉(zhuǎn)換和能量存儲。如何盡可能提升能量采集電路的能量傳遞效率是該類電路研究中關(guān)心的主要問題。

最早的能量采集電路由二極管橋式整流和大電容濾波構(gòu)成。它被成為AC-DC 標準能量采集電路SEH(Standard Energy Harvesting)，但該電路能量傳遞效率偏低，尤其是對機電耦合系數(shù)較低的能量采集裝置而言。為此，Guyomar 等人提出了電感同步開關(guān)采集電路SSHI( Synchronized Switch Harvesting onInductor)，由于該電路設(shè)計可大幅提升能量傳遞效率，已成為當前能量采集電路設(shè)計的主流方式。

需要指出的是，傳統(tǒng)SSHI電路的原理是在振動位移達到最大或最小時，閉合開關(guān)使電壓翻轉(zhuǎn)。為了協(xié)調(diào)控制開關(guān)閉合，需要用外接供電的傳感器檢測位移，并用控制器控制開關(guān)，顯然這種工作方式在采集能量的同時，還會消耗能量，有悖于環(huán)境能量采集的研究初衷。針對該問題，本文提出了一種完全不依賴外部檢測與控制設(shè)備的自感知型電感同步開關(guān)能量采集電路SS-SSHI( Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor)。該電路的優(yōu)點是僅依靠模擬電路即可完成檢測和控制，避免了對外界設(shè)備和能量的依賴。在該電路中，壓電片既是能量采集元件，又是傳感檢測元件，依靠其輸出電壓的峰值檢測與比較，可自動控制開關(guān)的閉合時機。同時，采用了一種模擬電子開關(guān)技術(shù)實現(xiàn)開關(guān)閉合。文中給出了電路的工作原理與功率分析，理論和實驗研究表明，相比于標準電路，SS-SSHI 電路即能顯著提高能量采集效率，又可避免對外界設(shè)備和能量的依賴。

1 壓電振子電學(xué)模型

壓電振子的電學(xué)模型可以等效為一個電流源和等效電容并聯(lián)，如圖1 所示。圖中Cp 為壓電片的夾持電容，Rp為壓電片等效內(nèi)部電阻，一般為幾十兆歐或更大，ieq為等效電流源電流，可視為恒流源。

圖1 壓電能量采集模型

假設(shè)壓電振子的等效電流源的電流為ieq，那么它和振動速度關(guān)系如下：

其中αe 是外力—電壓因子，x(t)為壓電振子位移。

2 壓電振子電學(xué)模型

壓電振子一般產(chǎn)生的都是交流電，而我們要供電的負載大部分則是要求直流電，這就使得在給外界負載供電之前需要對其進行整流，提高能量采集效率是該類電路設(shè)計中首要考慮的問題。

2.1 標準能量采集電路

標準能量采集電路SEH( Standard Energy Harvesting)是最常見的轉(zhuǎn)換電路。它由標準的整流電路和濾波電容構(gòu)成，一般選擇的濾波電容C r 要足夠大以保證整流電壓V DC 是一個保持不變的直流電壓，即時間常數(shù)RCr遠大于振蕩周期。電路原理圖如圖2 所示。

圖中C r為濾波電容，RL為等效負載，電路輸出功率等于負載的輸入功率。如果壓電片電壓| Vp| DC，那么當| Vp | 達到VDC 時，整流橋?qū)ǎ瑝弘娖妷捍藭r就在| Vp | = VDC 處停止上升。當| Vp | 開始下降時，整流橋又開始斷開，電路處于斷開狀態(tài)。

圖2 標準能量采集電路

電容兩端電壓和電量的關(guān)系為：

q =C ● V (2)

式中q 為電容兩端電荷，C 為電容大小，V 為電容兩端電壓。

當電容兩端電壓為固定值時，電容上儲存的能量W 為：

W =V ● q (3)

根據(jù)(2)和(3) 可以得出標準電路的能量采集功率PSEH為：

這里f0 =ω/2π是振動頻率，Cp 為壓電元件夾持電容，VDC為整流直流電壓，VOC，org 為原始開路電壓幅值，VD 為二極管壓降。

2.2 電感同步開關(guān)能量采集電路

傳統(tǒng)的經(jīng)典能量采集電路由于電路一直處于通路狀態(tài)，電路本身損耗比較大，加之電路本身的結(jié)構(gòu)缺陷，導(dǎo)致能量采集效率低下。為了解決這個問題，研究人員提出了一種基于電感的同步開關(guān)的能量采集電路SSHI( Synchronized Switch Harvesting on Inductor)，該電路包括一個電子控制開關(guān)，當壓電結(jié)構(gòu)的位移達到最大值或最小值這個開關(guān)就被觸發(fā)，研究表明SSHI 電路的能量采集效率遠高于標準電路。該類電路又分為并聯(lián)同步開關(guān)電路( P-SSHI)和串聯(lián)同步開關(guān)電路(S-SSHI)。

傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖如圖3 所示，電路的大部分時間斷開的，這樣能量采集電路本身的損耗就比較小，可以很好的提高能量采集效率。開關(guān)只有在位移達到最大值或最小值時才閉合，此時組成一個L-Cp 振蕩回路，電路振蕩周期遠小于機械振蕩周期，每次開關(guān)閉合后，存儲在壓電片Cp 上的能量便通過整流橋和電感L 轉(zhuǎn)移到電容Cr上來。

圖3 傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖

通過(1)可知等效電流ieq和速度 成比例，這些開關(guān)動作可以保證Vp 和ieq是同相位的，所以從機械部分到電部分的輸入能量永遠是正的。Lefeuvre 等研究了SEH 電路和S-SSHI 電路的最大輸出功率：

式中，α 為力因子，ω 是振動角頻率，C0 是壓電元件夾持電容，UM 為壓電元件振動位移幅值，Qi 為SSHI電路品質(zhì)因子。

通過上式可以看出S-SSHI 電路的最大輸出功率是SEH 電路的(1+e-π/2Qi ) / (1+e-π/2Qi ) 倍，顯然可以通過選擇合適的電路品質(zhì)因子Qi 顯著的提高SSHI 電路的最大輸出功率。

3 自感知型電感同步開關(guān)能量采集電路

然而傳統(tǒng)的SSHI 電路的有一個致命的缺點：它不是一個自感知電路，即開關(guān)S 的通斷，需要位移傳感器和數(shù)字控制器，這些都需要額外的能量供給，有悖于能量采集研究的初衷。為此，本文根據(jù)文獻[12]給出的電子開關(guān)設(shè)計( 如圖4)，提出了一種自感知的同步開關(guān)能量采集SS-SSHI(Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor) 方法，僅依靠模擬電路就可以自動的根據(jù)壓電元件輸出電壓的變化控制開關(guān)的開閉。

圖4 電子開關(guān)

3.1 SS-SSHI電路工作原理

在自感知同步開關(guān)電路設(shè)計中，我們使用了互補的晶體管拓撲結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)對壓電片兩端電壓Vp 的直接包絡(luò)檢測：其中一部分用于最大值檢測，剩下的對稱部分用于最小值檢測。對SSHI 電路的改進電路SS-SSHI 如圖5 所示，圖中的主要元件的型號如表1。

圖5 SS-SSHI 電路原理圖[!--empirenews.page--]

圖中Vp 為壓電陶瓷片兩端電壓，VC1 和VC2 分別為電容C1 和C2兩端電壓。和傳統(tǒng)的SSHI 電路一樣，在每個周期內(nèi)，伴隨著振動位移的變化，電子開關(guān)會在電壓Vp 達到最大值時或者最小值時閉合。

圖6 SS-SSHI 電路電壓變化曲線

由于我們采用的是互補拓撲結(jié)構(gòu)，所以電路中的最大值檢測和最小值檢測是對稱的。本文將重點討論最大值檢測原理(最小值檢測與此類似)，結(jié)合電路工作的四個階段，給出SS-SSHI 電路的工作特性。對于最大值檢測，開關(guān)R1，D1 和C1 組成包絡(luò)檢測器，T1 作為比較器，而T3 作為電子開關(guān)。四個階段的電壓變化如圖7 所示。

自然充電階段：電路剛開始工作時，由于壓電元件的電壓是從0 開始增加的，所以要有一個自然充電階段。自然充電時的電流走向如圖8，電路導(dǎo)通部分為圖中藍線部分。在這個階段只有兩個包絡(luò)檢測器電路是導(dǎo)通的，而所有的三極管是斷開的。正向的等效電流ieq給Cp ，C1 和C2 充電，這樣Vp ，VC1和VC2也同時地增長。

圖7 電壓Vp 變化曲線

圖8 自然充電

第一次電壓翻轉(zhuǎn)階段：當Vp 達到它的最大值Vmax時，電容C1 兩端的電壓為Vmax -VD ，這里VD 為二極管上面的壓降。接著，Vp 開始下降，當下降值達到VD +VBE，也就是Vp = V1( T1 時刻) 時，三極管T1 導(dǎo)通。電容C1 通過T1(ec) ，D3，T3(be) ，Crect，D8，Li 和r開始放電，結(jié)果使得T3 導(dǎo)通。由開關(guān)T3 導(dǎo)通產(chǎn)生的感應(yīng)回路：D5，T3(ce) ，Crect，D8，Li 和r 使得Cp 兩端迅速短路。Cp 開始從電壓V1 通過感應(yīng)回路迅速放電，直到Vp 達到其局部最小值(t2 時刻)。第一次電壓翻轉(zhuǎn)的電流走向如圖9 所示，電路導(dǎo)通部分為圖中粗實線部分。

圖9 第一次電壓翻轉(zhuǎn)

第二次電壓翻轉(zhuǎn)階段：通過Li 的電流開始翻轉(zhuǎn)其方向，但是T3(ce) 這條回路由于D5 的電流翻轉(zhuǎn)而立即阻塞。但由D7，Crect，T4(ce) 和D6 組成的回路還是可以導(dǎo)通的。因為即使T4 是斷開的，在它的發(fā)射極和集電極總存在一個小的沒有充電的寄生電容。翻轉(zhuǎn)電流就通過這條回路，直到T4 的發(fā)射極—集電極電容CCE 充滿電，此時( T3 時刻)，Vp 變?yōu)閂3。Vp的局部最小值也就是V2 可能導(dǎo)致最小值開關(guān)的誤判。因此R2 是必須的，以確保用來最小值檢測的C2 的放電比Cp 慢， 這樣可以跳過局部最小值。圖10 顯示了第二次電壓翻轉(zhuǎn)的電流走向，電路導(dǎo)通部分用加粗實線表示。第二次電壓翻轉(zhuǎn)在自感知的能量采集電路中起副作用，可以選擇小的發(fā)射極—集電極電容CCE 可避免這種作用。然而，實際三極管中永遠存在寄生電容。

圖10 第二次電壓翻轉(zhuǎn)

電荷中和階段：在t3 時刻后，T3 和T4 都斷開了，但C2 仍舊沒有結(jié)束放電，C2 上剩余的電荷將流入Cp 和C1 直到他們擁有相同的電壓。這個電荷中和又導(dǎo)致Vp 在進入下半個周期即最小值檢測之前增大了一點至V4。C2 實際放電是從t1 時刻開始的，但是為了便于分析，假設(shè)電荷中和階段和其它3個階段一樣也是獨立的，電荷中和階段的電流走向如圖11，電路導(dǎo)通部分用粗實線表示。

圖11 電荷中和

最小值開關(guān)檢測可由電路中剩余的對稱部分完成，其原理和最大值檢測類似。只是對于最小值檢測，中間電壓就分別變?yōu)?V1，-V2，-V3 和-V4。