高功率密度快充及PD適配器電源結構（1）：有源箝位反激變換器

1、前言

快充及電源適配器通常采用傳統(tǒng)的反激變換器結構，隨著快充及PD適配器的體積進一步減小、功率密度進一步提高以及對于高效率的要求，傳統(tǒng)的硬開關反激變換器技術受到很多限制。采用軟開關技術工作在更高的頻率，可以降低開關損耗提高效率，減小變壓器及電容的尺寸降低電源體積，同時改善EMI性能，從而滿足系統(tǒng)設計的要求，特別適合于采用超結結構的高壓功率MOSFET或高壓GaN器件的高功率密度快充及電源適配器。

傳統(tǒng)的硬開關反激變換器功率開關管電壓、電流應力大，變壓器的漏感引起電壓尖峰，必須采用無源RCD吸收電路進行箝位限制，RCD吸收電路的電阻R產(chǎn)生額外的功率損耗，降低系統(tǒng)效率，如圖1所示。

如果將RCD吸收電路的電阻R去掉，同時將二極管換成功率MOSFET，這樣就變成了有源箝位反激變換器，通過磁化曲線在第一、第三象限交替工作，將吸收電路的電容Cc吸收的電壓尖峰能量，回饋到輸入電壓，從而實現(xiàn)系統(tǒng)的正常工作。

圖1：傳統(tǒng)的硬開關反激變換器

圖2：有源箝位反激變換器

2、有源箝位反激變換器工作原理

非連續(xù)模式DCM有源箝位反激變換器電路結構及相關波形如圖2、圖3所示，圖中的各個元件定義如下。

Lm：變壓器初級激磁電感

Lr：變壓器初級漏感

Lp：變壓器初級總電感，Lp=Lm+Lr

n：變壓器初級和次級的匝比，n=Np/Ns

Q1：主功率開關管，DQ1、CQ1為Q1寄生體二極管和寄生輸出電容

Qc：箝位開關管，DQc、CQc為Qc寄生體二極管和寄生輸出電容

Do：次級輸出整流二極管

Cc：箝位電容

Cr：CQ1、CQc以及其它雜散諧振電容Cto總和，Cr=CQ1+CQc+Cto

Cc1：Cc1=Cc+CQ1+Cto

Vsw：Q1的D、S兩端電壓

Vin：輸入直流電壓

Vo：輸出直流電壓

VC：箝位電容電壓

每個開關周期根據(jù)其工作狀態(tài)可以分為8個工作模式，各個工作模式的狀態(tài)及等效電路圖分別討論如下。

圖3：有源箝位反激變換器波形(非連續(xù)模式DCM)

‍(1)模式1：t0-t‍1

在t0時刻，Q1處于導通狀態(tài)，Qc、Do保持關斷狀態(tài)。Lp兩端所加的電壓為Vin，Lp激磁，其電流從0開始，隨著時間線性上升。

圖4：模式1(Q1導通，Qc、Do關斷)

(2)模式2：t1-t‍2

在t1時刻，Q1關斷，Qc、Do保持關斷狀態(tài)。Q1關斷后，Lp和Cr諧振，激磁電流對CQ1充電，對CQc放電，Vsw電壓諧振上升。

圖5：模式2(Q1、Qc、Do關斷)

在t1-t2中間某一時刻tm，對應的Vsw電壓為Vin：① t1-tm期間，Lp所加電壓為正，其電流諧振上升，但是上升斜率變得緩慢。② tm-t2期間，從tm時刻開始，Lp所加電壓為負，其電流諧振下降。

(3)模式3：t‍2-t‍3

在t2‍時刻，Vsw的電壓諧振上升到Vin+VC，VC=n•Vo，二極管DQc自然導通，Q1、Do保持關斷狀態(tài)。DQc導通后，Lp和Cc1諧振，激磁電流同時對Cc、CQ1充電，Vsw電壓、VC電壓諧振上升，Lp的電流繼續(xù)諧振下降。

圖6：模式3(DQc導通，Q1、Do關斷)

在t2-t3期間任一時刻，開通Q‍c，由于DQc處于導通狀態(tài)，其兩端電壓為0，因此Qc的開通就是零電壓開通ZVS。

圖7：QQc零電壓開通ZVS

初級繞組電壓：

VLm=VC•Lm/(Lr+Lm)

此過程中，VLm電壓小于n•Vo，Do不導通。

(4)模式4：t3‍-t‍4

在t3時刻，VLm電壓諧振上升到n•Vo時，Do導通，Qc保持導通狀態(tài)，Q1保持關斷狀態(tài)。Do導通后，Lm兩端電壓箝位在n•Vo，Lm儲存能量轉移到次級繞組，向輸出負載傳送，其電流線性下降;同時，Lr和Cc1諧振，Lr的電流同時對Cc、CQ1充電，Vsw電壓、VC電壓繼續(xù)諧振上升，Lr的電流諧振下降。

圖8‍：模式4(Q‍Qc、Do導通，Q1關斷)

(5)模式5：t4-t‍5

在t4時刻，Lr的電流諧振下降到0，Do、Qc保持導通狀態(tài)，Q1保持關斷狀態(tài)。Lr的電流下降到0后，Lr和Cc1反向諧振，就是Cc對Lr反向激磁，Cc、CQ1放電，Vsw電壓、VC電壓諧振下降，Lr的電流從0開始反向諧振上升，到達反向的最大值后繼續(xù)諧振，其反向電流的絕對值下降，而Lm繼續(xù)向輸出負載釋放能量，電流保持線性下降。‍

圖9：模式5(QQc、Do導通，Q1關斷)

(6)模式6：t5-t‍6

在t5時刻，Lm的電流降低為0，Lm電感儲存能量全部釋放完畢，Do自然關斷，Qc保持導通狀態(tài)，Q1保持關斷狀態(tài)。Do關斷后，輸出反射電壓n•Vo斷開，此時，Lm又重新串聯(lián)進入到諧振回路，Lp和Cc1諧振，Vc電壓反向加在Lp，Cc放電對Lp反向激磁，Lm的電流過0后和Lr一起繼續(xù)反向增加。

圖10：模式6(QQc導通，Q1、Do關斷)

在Do關斷瞬間，Lr的電流有一個高頻振蕩換流的過程，在這個過程中，Lr的電流快速下降到幾乎為0、和Lm電流相等的過程，其中一部分能量轉送到輸出負載，另一部分能量轉移到Lm。

(7)模式7：t6-t‍7

在t6時刻，關斷Qc，Do、Q1保持關斷狀態(tài)。Qc關斷后，Lp和Cr諧振，Lp的電流對CQc充電，對CQ1放電。‍

圖11：模式7(QQc、Q1、Do關斷)

在t6‍-t7‍中間某一時刻tn，對應的Vsw電壓為Vin：①t6-tn期間，Lp所加電壓為負，其電流諧振下降，其反向電流的絕對值進一步增加。②tn-t7期間，從tn時刻開始，Lp所加電壓為正，其電流諧振上升，其反向電流的絕對值降低。

(8)模式8：t7‍-t0‍‍

在t7時刻，CQ1放電到0，Vsw電壓為0，D1自然導通續(xù)流，將Vsw電壓箝位到0，Do、Qc保持關斷狀態(tài)。D1導通后，Lp兩端所加的電壓為Vin，Lp的電流從負值線性上升，其電流絕對值進一步降低，直到降低為0，完成一個開關周期。然后，Lp的電流繼續(xù)正向激磁，從0開始正向線性上升，開始下一個開關周期。

圖12：模式8(D1導通，Q1、Do關斷)

在t7-t0期間任一時刻，開通Q1，由于D1‍處于導通狀態(tài)，其兩端電壓為0，因此Q1的開通就是零電壓開通ZVS。

圖13：Q1零電壓開通ZVS

‍ 3、 說明討論

(1)有源箝位軟開關反激變換器工作于非連續(xù)模式DCM，因此每個周期初級激磁電感的電流要到0。

主功率開關管Q1和箝位開關管Qc配置成半橋的電路結構，只有當Q1(Qc)的寄生體二極管先導通，然后再開通Q1(Qc)，才能實現(xiàn)零電壓軟開關ZVS。

(2)從工作原理可以看到，當Q1關斷后開始諧振轉換時，諧振環(huán)每次只換一個元件，依次的順序為：

Lp/Cr-->Lp/Cc1-->Lr/Cc1-->Lp/Cc1-->Lp/Cr

(3)只要Lp加正電壓，起始電流為正，其電流線性增加;起始電流為負，其電流絕對值線性降低;只要Lp上加負電壓，起始電流為正，其電流線性下降;起始電流為負，其電流絕對值線性增加。Lp所加的電壓有發(fā)生正、負轉換時，Lp電流的斜率也發(fā)生改化。

(4)Lp的負電流的能量并沒有傳輸?shù)捷敵?，它只是為了實現(xiàn)Q1的零電壓關斷，因此，Lp的負電流形成環(huán)流，在變壓器中產(chǎn)生銅損、鐵(磁)損，同時在回路的電阻中產(chǎn)生導通損耗，影響系統(tǒng)的效率，因此要精確的控制Lp的負電流的大小。

在t7時刻，當Vsw電壓為0時，若Lp的電流也為0，其效率最高，實際上這樣的條件很難精確的控制。

(5)由于Cc>>CQ1+Cto，因此，Cc1==Cc。相對于開關周期，t1-t2、t2-t3時間非常短。Cc電容足夠大，其紋波可以忽略，因此，t1-t6期間，Vsw的電壓可以看成基本不變的平臺，如下圖所示，圖中還標出了開關元件導通的順序、諧振元件依次改變的順序。

輸出二極管換成MOSFET，則為次級同步整流。為了方便驅動，可以將同步MOSFET放在低端，如圖所示。

圖14：‍次級同步整流