一種適用于低電源電壓下工作的折疊混頻器

目前，無線通信設(shè)備正朝著低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的趨勢發(fā)展?；祛l器作為收發(fā)機(jī)中的關(guān)鍵模塊之一，對通信設(shè)備的上述性能產(chǎn)生直接的影響。隨著微電子工藝的發(fā)展， CMOS器件的柵長進(jìn)一步縮小，MOS器件的過驅(qū)動電壓也進(jìn)一步降低，這就為設(shè)計(jì)低壓低功耗的射頻電路提供了可能，但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此，電路設(shè)計(jì)者把更多的注意力集中到電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上，使設(shè)計(jì)具有低壓結(jié)構(gòu)的射頻電路成為了熱門課題。

傳統(tǒng)的Gilbert混頻器由跨導(dǎo)級、開關(guān)級、負(fù)載級堆疊組成，其結(jié)構(gòu)自下而上分別為跨導(dǎo)級、開關(guān)級、負(fù)載級。這種結(jié)構(gòu)中，所有的直流電流都流經(jīng)跨導(dǎo)級、開關(guān)級和負(fù)載級，跨導(dǎo)級與開關(guān)級電路都需要一個(gè)開啟電壓(VON ) ，負(fù)載級也會有一定的電壓降(VRL ) ， 因此， 電源電壓的最小值Vdd，min = 2Von +VRL。如果采用低電源電壓，這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在飽和區(qū)。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求， 需要對其做出改進(jìn)， 如:文獻(xiàn)[2 - 3 ]提出省去尾電流管來減小電源電壓，文獻(xiàn)[ 4 - 11 ]用折疊結(jié)構(gòu)代替堆疊結(jié)構(gòu)來解決上述問題。

文獻(xiàn)[ 8 ]給出了折疊結(jié)構(gòu)和堆疊結(jié)構(gòu)的比較，折疊結(jié)構(gòu)增加了兩個(gè)射頻中斷電路和一個(gè)耦合電容。這樣對直流通道來說，跨導(dǎo)級與開關(guān)級、負(fù)載級的直流電路分開，兩條支路相互獨(dú)立，互不影響。電源電壓只需提供相當(dāng)于一個(gè)開啟電壓(Von )的值就能使跨導(dǎo)管與開關(guān)管都工作在各自的飽和區(qū)， 即電源電壓的最小值Vdd，min = Von + VRL 。達(dá)到了低電源電壓的目的。但是， 射頻中斷電路一般用LC 諧振網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設(shè)計(jì)了一種新的折疊結(jié)構(gòu)混頻器，電路不使用具有大電感的LC諧振電路，工作于1. 2 V 電壓時(shí)，得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。

本文設(shè)計(jì)的折疊混頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，M1 ～M4 為跨導(dǎo)級，M5 ～M8 為開關(guān)級， RL 為負(fù)載電阻。RF輸入端接匹配網(wǎng)絡(luò)， IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路( buffer) 。

圖1　交流耦合折疊混頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該折疊混頻器電路的跨導(dǎo)級采用電流復(fù)用技術(shù)，由NMOS管(M1、M2 ) 、PMOS管(M3、M4 )和隔直電容Cd 組成交流耦合互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)?？鐚?dǎo)級的輸出端(A、A′點(diǎn))與開關(guān)管的源極相連?？鐚?dǎo)級直接接于電源電壓，使得跨導(dǎo)管M1 和M2 的直流電流由兩部分組成，一部分來自M3 和M4 ，另一部分來自開關(guān)管和負(fù)載電阻，達(dá)到了低電源電壓的目的。

由于流經(jīng)開關(guān)級與負(fù)載級的電流很小，這樣一方面使得開關(guān)管產(chǎn)生的閃爍噪聲減小，另一方面負(fù)載電阻RL 值可以適當(dāng)加大，從而提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求，又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。

圖2是幾種折疊混頻器跨導(dǎo)電路。圖2 ( a)在跨導(dǎo)級NMOS管M1 漏端接負(fù)載電阻R ，M1 管的電流In 在A 點(diǎn)分流， 一部分流經(jīng)開關(guān)管( Is ) ，另一部分流經(jīng)負(fù)載電阻( Ir ) ，但是這種跨導(dǎo)電路的缺點(diǎn)是射頻信號一部分通過負(fù)載電阻R 泄露到交流地。

為了減少射頻信號的損失，必須增加電阻R，這樣又會使節(jié)點(diǎn)A 的直流電壓減小，在低電源電壓下，不能保證M1 管工作在飽和區(qū)。為了解決這個(gè)問題，用有源負(fù)載替代負(fù)載電阻R ，如圖2 ( b) 。但是，這里的PMOS管僅僅增大了節(jié)點(diǎn)A與電源電壓之間的阻抗，如果把M1 和M2 的柵極連起來，形成CMOS反相器結(jié)構(gòu)，那么M2 在增加阻抗的同時(shí)還能跟M1共同放大射頻信號 ，如圖2 ( c) ，這樣就完全避免了射頻信號通過M2 泄露到交流地。由圖可知， Is =In + Ip ，總跨導(dǎo)gm = gm n + gm p ( gm n是NMOS管的跨導(dǎo)， gm p是PMOS管的跨導(dǎo)) ，所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。

圖2　折疊混頻器的跨導(dǎo)級幾種結(jié)構(gòu)

再來分析一下該結(jié)構(gòu)的直流工作狀況，M1 和M2 的柵極加相同偏置電壓Vrfdc ，假設(shè)Vt 為MOS管的閾值電壓， Vovn為M1 的過驅(qū)動電壓， Vovp為M2 的過驅(qū)動電壓，則有: Vovn =Vrfdc - Vt ， Vovp =Vdd - Vrfdc -Vt ，所以電源電壓最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt。

在0. 18μm CMOS工藝中， Vt 典型值為500 mV，因此用反相器作為跨導(dǎo)電路的混頻器只適用于1 V以上的電源電壓。為了使混頻器能滿足更低的電壓，在M1 和M2 之間增加隔直電容Cd ，M1 和M2 管偏置分開，如圖2 ( d) 。這種結(jié)構(gòu)稱為交流耦合互補(bǔ)跨導(dǎo)。假設(shè)Vrfdcn為M1 的偏置電壓， Vrfdcp為M2 的偏置電壓，則電源電壓的最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt+Vrfdcp - Vrfdcn ，可見，在Vrfdcn >Vrfdcp時(shí)， Vdd，min比常規(guī)反相器更小，適用于更低的工作電壓。

1. 3. 1　增益

假設(shè)本振信號LO為理想方波信號， 則該混頻器(如圖1)的增益可表示為:

gm n是M1 和M2 的跨導(dǎo)， gm p是M3 和M4 的跨導(dǎo)， R 即負(fù)載電阻RL 的值。因?yàn)殚_關(guān)管的漏極電流很小，所以負(fù)載電阻值可以適當(dāng)增加，由式( 1)知，混頻器的增益將隨之提高。值得注意的是， 增大負(fù)載電阻值的同時(shí)必須保證節(jié)點(diǎn)A 的直流電壓足夠使得M1 和M2 工作在飽和區(qū)。

1. 3. 2　噪聲系數(shù)

假設(shè)本振信號為理想方波信號，并考慮鏡像頻率的影響，噪聲系數(shù)的表達(dá)式為：

RS 為源阻抗， RL 為負(fù)載電阻值， 系數(shù)γn 對長溝道晶體管來說等于2 /3，對于亞微米MOSFET，γn 的值較大。由式(2)知，只要選擇合理的偏置電壓Vrfdcn、Vrfdcp和M1～M4的寬長比， 噪聲系數(shù)隨著跨導(dǎo)的增加而減小。

1. 3. 3　線性度

如果節(jié)點(diǎn)A (見圖1)的電壓過高，開關(guān)管將會關(guān)斷。也就是說，如果M1 和M3 的電流很大，M1 和M2的輸出端電壓也增大，這樣就會關(guān)斷開關(guān)管M7 和M6或者M(jìn)5 和M8。開關(guān)管進(jìn)入線性區(qū)，影響混頻器的線性度，所以降低節(jié)點(diǎn)A 的電壓，并讓開關(guān)管遠(yuǎn)離線性區(qū) ，即Vgs≈Vth ，能提高混頻器的線性度。

該混頻器設(shè)計(jì)基于SM IC 0. 18 μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝，用Advanced Design SySTem軟件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)與仿真。電源電壓1. 2 V; RF頻率為2. 5 GHz，功率為- 30 dbm; LO頻率為2. 6 GHz，本振信號的電壓擺幅VLO = 600 m Vpp。

圖3是三階交調(diào)點(diǎn)( IIP3)隨本振功率變化曲線，在本振功率為0 dBm時(shí)， IIP3達(dá)到最大值3. 857dBm。當(dāng)本振功率大于或小于0 dBm時(shí)， IIP3都會急劇下降。圖4是噪聲系數(shù)(NF)和轉(zhuǎn)換增益(Con2version Gain)隨本振功率變化曲線，本振功率為- 3dBm時(shí)，噪聲系數(shù)達(dá)最小值4. 982 dB，本振功率為- 5 dBm時(shí)，轉(zhuǎn)換增益達(dá)到最大值11. 23 dB?？紤]到混頻器的整體性能，必須采取折衷，所以選擇本振功率為0 dBm，此時(shí)，噪聲系數(shù)為5. 257 dB，轉(zhuǎn)換增益為9. 787 dB。圖5是當(dāng)本振功率為0 dBm時(shí)，噪聲系數(shù)隨輸出頻率變化曲線，噪聲系數(shù)隨著輸出頻率的增加不斷減小，在輸出頻率為100 MHz時(shí)，噪聲系數(shù)為5. 257 dB。

圖3　IIP3隨本振功率變化曲線。

圖4　NF與轉(zhuǎn)換增益隨本振功率變化曲線。

圖5　NF隨輸出頻率變化曲線。

圖6是該折疊混頻器的版圖，該版圖用CadenceVirtuoso Layout editor進(jìn)行設(shè)計(jì)及優(yōu)化。RF輸入端的匹配網(wǎng)絡(luò)與IF輸出端的buffer都集成在了片內(nèi)，版圖面積556μm &TImes;966μm。

圖6　折疊混頻器版圖。

表1是本文設(shè)計(jì)的折疊混頻器整體性能的仿真結(jié)果，并與其他發(fā)表的論文做了比較，可以看出該混頻器具有高線性度，低噪聲的優(yōu)點(diǎn)。

表1　混頻器性能總結(jié)與比較

本文采用交流耦合互補(bǔ)跨導(dǎo)級成功設(shè)計(jì)了一種適用于低電源電壓下工作的折疊混頻器。仿真結(jié)果表明，該混頻器具有高線性度、低噪聲的優(yōu)點(diǎn)。