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[導(dǎo)讀]同步整流技術(shù)的廣泛應(yīng)用促進了低電壓大電流技術(shù)的發(fā)展,但是,使用同步整流技術(shù)會造成開關(guān)電源在輕載情況下的低效率問題。以正激式同步整流變換器為例,從電感電流連續(xù)和斷續(xù)兩種狀態(tài),分析了輕載工況下的工作情況。

摘要:同步整流技術(shù)的廣泛應(yīng)用促進了低電壓大電流技術(shù)的發(fā)展,但是,使用同步整流技術(shù)會造成開關(guān)電源在輕載情況下的低效率問題。以正激式同步整流變換器為例,從電感電流連續(xù)和斷續(xù)兩種狀態(tài),分析了輕載工況下的工作情況。
關(guān)鍵詞:同步整流;CCM;DCM;環(huán)路電流;振鈴


O 引言
    隨著計算機、通訊和網(wǎng)絡(luò)技術(shù)的迅猛發(fā)展,低壓大電流DC/DC變換器成為目前一個重要的研究課題。傳統(tǒng)的二極管或肖特基二極管整流方式,由于正向?qū)▔航荡?,整流損耗成為變換器的主要損耗。功率MOSFET導(dǎo)通電阻低、開關(guān)時間短、輸入阻抗高,成為低壓大電流功率變換器首選的整流器件。根據(jù)MOSFET的控制特點,應(yīng)運而生了同步整流(Synchronous rectification,SR)這一新型的整流技術(shù)。

1 同步整流正激變換器
   
圖l給出的是一種電壓自驅(qū)動同步整流正激變換器,圖l中兩個與變壓器耦合的分離輔助繞組N4、N5用來分別驅(qū)動兩個同步整流管S201、S202。當(dāng)主開關(guān)管導(dǎo)通時,變壓器副邊繞組上正下負,S201柵極電壓為高,導(dǎo)通整流;主開關(guān)管截止時,副邊繞組下正上負,續(xù)流S202柵極為高,導(dǎo)通續(xù)流。
    正激變換器中,同步整流S201的運行情況與變壓器磁復(fù)位方式有關(guān)。如果采用如圖1所示的輔助繞組復(fù)位電路,在復(fù)位結(jié)束過程之后,變壓器電壓保持為零的死區(qū)時間內(nèi),輸出電流流經(jīng)續(xù)流同步整流管S202,但是S202柵極無驅(qū)動電壓,所以輸出電流必須流經(jīng)S202的體二極管。M0SFET體二極管的正向?qū)妷焊撸聪蚧謴?fù)特性差,導(dǎo)通損耗非常大,這就使采用MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣,為了解決這一問題,較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個肖特基二極管D201,在S202截止的時間內(nèi),代替S202的體二極管續(xù)流,這一方法增加的元件不多,線路簡單,也很實用。

    為了優(yōu)化驅(qū)動波形,可以采用分離的輔助繞組來分別驅(qū)動兩個同步整流管,比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅(qū)動的同步整流變換器來說,這種驅(qū)動方式無工作電流通過驅(qū)動繞組,因此不需要建立輸出電流的時間,MOSFET能夠迅速開通,開通時的死區(qū)時間即體二極管導(dǎo)通的時間減少了一半。另一方面驅(qū)動電壓不只局限于副邊電壓,可以通過調(diào)整輔助線圈來得到合適的驅(qū)動電壓。


2 輕載條件下的同步整流
   
對于正激變換器,在主開關(guān)管截止的時間里,輸出電流是靠輸出儲能電感里的能量維持的,因此變換器有兩種可能的運行情況:電感電流連續(xù)模式(CCM,continuous current mode)和電感電流斷續(xù)模式(DCM,discontinuous current mode)。
2.1 電感電流連續(xù)模式CCM
    當(dāng)負載電流較大時,電感電流在整個周期內(nèi)都不會下降到零,每個開關(guān)周期可以分為兩個階段,在t1階段,S201導(dǎo)通,S202截止,電感兩端的電壓為Vs-Vo(其中,Vs為變壓器副邊繞組電壓,Vo為變換器輸出電壓),電感電流持續(xù)上升;t2階段,S201關(guān)斷,S202導(dǎo)通,電感兩端電壓為-V。,電感電壓持續(xù)下降。穩(wěn)態(tài)時,一個開關(guān)周期內(nèi),濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等,故變換器輸出的負載電流平均值Io就是iL的平均值,由于負載電流較大,電感電流iL在整個周期中都不會下降至零,電感電流方向不發(fā)生變化,如圖2(a)所示。

    當(dāng)負載電流Io減小時,ILmax和ILmin都減小,當(dāng)負載電流Io減小到使ILmin在Ioff結(jié)束時恰好為零,如圖2(b)所示,此時的負載電流稱之為臨界電流

   

    當(dāng)負載電流進一步減小時,對于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說,將會出現(xiàn)電感電流斷續(xù)的工作情況,如圖2(c)所示。
    當(dāng)副邊采用同步整流工作時,由于續(xù)流MOSFET的雙向?qū)ǖ奶匦裕沟么藭r的電感電流能夠反向,如圖2(d)所示,產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流就會消耗環(huán)流能量。這個能量的大小和輸出濾波電感有關(guān),輸出濾波電感越小,環(huán)流就會越大,環(huán)流能量越大,損耗也越大。所以由于同步整流器不能從CCM模態(tài)自動切換到DCM模態(tài),輕載時就會產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗、開關(guān)驅(qū)動損耗和開關(guān)損耗使得變換器輕載時的效率較低。
    為了避免電感電流輕載時反向形成環(huán)路電流,可以采用如圖3所示的驅(qū)動電路。S201、S202為兩個同步整流管,Vdd為一基準電壓,R211和R212分壓后產(chǎn)生一個電壓給定值加在比較器的同向輸入端,比較器的反向輸入端接在輸出電流取樣電阻R210上。當(dāng)輸出電流高于臨界輸出電流,比較器輸出高電平,主開關(guān)管截止期間,S202、S203導(dǎo)通,高電位加至續(xù)流M0SFET S202柵極,S202導(dǎo)通續(xù)流;當(dāng)輸出電流低于臨界電流時,比較器輸出低電位,S204、S203、S202均截止,這個時候的續(xù)流工作就交由與S202并聯(lián)的肖特基管D201完成,由于肖特基的單向?qū)щ娦员苊饬谁h(huán)路電流的形成。
    值得注意的是,續(xù)流MOSFET一定要在反向電流產(chǎn)生前截止。如果已經(jīng)產(chǎn)生了反向電流以后才使MOSFET截止,此時反向電流迅速下降,產(chǎn)生很大的di/dt,會在續(xù)流MOSFET源極和漏極兩端產(chǎn)生很高的電壓尖峰,這個電壓尖峰甚至可能高于MOSIFET的耐壓,使續(xù)流MOSFET擊穿,如圖4的試驗波形所示。

    在這種控制方式下,重載時由續(xù)流同步整流管續(xù)流,輕載時由肖特基管續(xù)流,電感電流將進入DCM模式,這樣減少了導(dǎo)通損耗,提高了輕載時變換器的效率。
2.2 電感電流斷流模式(DCM)
    在這種情況下,每個周期可以分為三個階段,t1和t2階段同上述CCM相同。如果在進入t3時刻時,電感兩端電壓和電感電流精確為零,電路就剛好處于穩(wěn)態(tài),不會出現(xiàn)振蕩,但實際電路中,很難保證這兩個條件的滿足。
    在t3階段,S201和S202均處于關(guān)斷狀態(tài),由電感L201寄生電容Cp負載電容C201與負載并聯(lián)構(gòu)成了L/C振蕩回路,考慮到C201>>Cp,可以求得振蕩頻率為

   
    這個頻率往往很高,會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩,也就是通常所說的振鈴現(xiàn)象,這個過程通常來說是欠阻尼振蕩,如圖5的試驗波形所示。

    由于DCM模式能夠避免輕載時環(huán)路電流的產(chǎn)生,卻可以大大提高了變換器輕載時的效率。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。

3 結(jié)語
    在輕載工況下,采用關(guān)斷續(xù)流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下,可以顯著提高同步整流變換器輕載時的效率。實驗證明,采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時副邊電流CCM到DCM的轉(zhuǎn)化,是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。

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