高功率以太網(wǎng)供電不再困難
傳統(tǒng)的 HPOE 接口由一個(gè)極性保護(hù)橋式整流器和一個(gè)帶有以太網(wǎng)供電接口的熱插拔部件組成。在HPOE接口之后是一個(gè)能提供穩(wěn)定輸出的隔離轉(zhuǎn)換器。最好的情況是這些輸出不依賴(lài)于負(fù)載，而且它們均具有良好的瞬態(tài)響應(yīng)。那些在當(dāng)時(shí)看來(lái)做出過(guò)貢獻(xiàn)的典型設(shè)計(jì)采用了隔離式反饋來(lái)產(chǎn)生電壓(典型值為 5.0VDC)，該電壓然后轉(zhuǎn)換成所需的其它電壓值。通常，多個(gè)輸出試圖共用一個(gè)反饋環(huán)路，但如果這樣的話(huà)穩(wěn)壓將更多地依賴(lài)于負(fù)載。無(wú)論是哪種情況，橋式整流器和轉(zhuǎn)換器的損耗將帶來(lái)十分糟糕的效率。而且，隔離反饋環(huán)路也將產(chǎn)生十分糟糕的瞬態(tài)響應(yīng)。令人遺憾的是， 就HPOE來(lái)說(shuō)，其整體要點(diǎn)是要在不犧牲性能的前提下從盡可能少的以太網(wǎng)網(wǎng)線(xiàn)上獲取更多的有用功率。
示例介紹了 HPOE 接口和功率轉(zhuǎn)換器，我們可以從二者獲取百分之幾的額外效率，并提供卓越的瞬態(tài)響應(yīng)。圖 1給出了一個(gè) 47W 輸出雙以太網(wǎng)線(xiàn)對(duì)設(shè)計(jì)中的兩種 HPOE 接口之一。兩個(gè) N- 溝道和兩個(gè) P- 溝道 MOSFETs 構(gòu)成每個(gè)具有最低損耗的橋式整流器。每個(gè) MOSFET 由一個(gè)來(lái)自相反極性輸入線(xiàn)的 150K 電阻偏置成導(dǎo)通(ON)狀態(tài)。柵極受低電流齊納二極管(測(cè)試電流等于 50uA)保護(hù)。只有具有正確極性的兩個(gè) MOSFETs 才會(huì)導(dǎo)通。 MOSFETs的漏 - 源二極管作為橋式整流器直到 150K 電阻能夠?qū)?MOSFETs 的柵極充電。集成的 HPOE 接口有助于簡(jiǎn)化電路，并提供所有必需的接口和熱插拔功能。
圖1：HPOE接口/熱插拔。
圖2：直流-直流轉(zhuǎn)換器。
圖2是兩個(gè)直流-直流轉(zhuǎn)換器中的一個(gè)。有源鉗位前向轉(zhuǎn)換器可提供非常高的效率，并能消除隔離式反饋的需求。 LM5020 有源鉗位控制器具有控制最大工作系數(shù)的功能。在電容(C4)上會(huì)產(chǎn)生一個(gè)斜坡，進(jìn)而控制工作系數(shù)。如果 C4 通過(guò)一個(gè)電阻( R2)與輸入電壓相連，則工作系數(shù)與輸入電壓成反比例關(guān)系，并產(chǎn)生一個(gè)近乎恒定的輸出電壓。幸運(yùn)地是，無(wú)需反饋且能提供卓越穩(wěn)壓性能的 1% 精度電容在今天僅需幾美分。由于除去了這些器件，因此設(shè)計(jì)不再會(huì)有各種電流檢測(cè)或限制引起的任何損耗。前向轉(zhuǎn)換器之前的熱插拔部件中的電流限制以及輸出端的后穩(wěn)壓器中的電流限制可提供充分的保護(hù)，并簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)。通過(guò)模仿穩(wěn)壓次級(jí)側(cè)整流器/電感電路來(lái)提供一個(gè)具有良好穩(wěn)壓特性的 Vcc 。 LM5025 控制器所需電流僅約 10mA ，因此需要很大值的電感來(lái)防止峰值充電，因?yàn)檎髌鞑⒉煌?。但由于電流非常小，因此可用一個(gè)直流阻抗( DCR)約 32 歐姆且封裝很小的電感。從高輸入電壓供電的線(xiàn)性穩(wěn)壓器具備這個(gè)功能，但功率損失相當(dāng)大，而成本卻相當(dāng)。
雖然變壓器是標(biāo)準(zhǔn)的 3.3VDC 電壓輸出單元，但前饋穩(wěn)壓卻設(shè)置為 3.75VDC 。當(dāng)串聯(lián)連線(xiàn)時(shí)可提供標(biāo)稱(chēng)7.5VDC 的電壓，這可為降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器提供一個(gè)良好的中間總線(xiàn)電壓。由于最小電壓比變壓器的額定值高出約 12% ，因而我們可以很容易的將輸出也設(shè)置得高一些。對(duì)于給定功率的情形，這樣做可降低工作電流，并且在變壓器的主次級(jí)中節(jié)省約 25% 的銅線(xiàn)損耗。
同步整流器MOSFET要求選擇最佳的RDS(on)對(duì)柵極電荷值。MOSFET導(dǎo)通是通過(guò) R15 和 R16 兩電阻緩慢完成的，由于 D3 和 D4 (不能使用信號(hào)二極管)的原因關(guān)斷卻是很快的。這有助于同步整流器在最佳時(shí)刻實(shí)現(xiàn)切換。在C18和C12所示的一側(cè)只需要使用一個(gè)緩沖器。要密切留意所有電感的 DCR 值。輸出端用到的電感 L3 的 DCR 值僅為 4.2 毫歐，但是僅其 DCR 的功率損耗就占到整個(gè)系統(tǒng)功率損耗的 0.4% 。有相當(dāng)多的電感能夠滿(mǎn)足電流要求，它們的 DCR 值是 12 到 16 毫歐。整個(gè)設(shè)計(jì)中僅有兩類(lèi)電感能夠攜帶超過(guò)幾毫安的電流，第一類(lèi)是剛才所討論的 3.0uH 電感；另一類(lèi)是 4.7uH 電感，該電感總是攜帶小于 2A 電流，其額定 DCR 值為 9.5 毫歐。不要因?yàn)闆](méi)有核對(duì)這些參數(shù)而失去了整個(gè)或更多的效率。上述這些參數(shù)對(duì)電解電容是同樣有效的。由于鋁聚合電容具有極小的等效串聯(lián)阻抗( ESR)，因此建議采用該類(lèi)型電容。
為了提供固有的功率分配，需要將兩個(gè)轉(zhuǎn)換器的輸出端串聯(lián)起來(lái)，圖3就是這種配置。測(cè)試用的設(shè)計(jì)僅提供 5.0VDC 和 12.0VDC 兩個(gè)輸出電壓值，但另外的輸出電壓可以很容易的添加上去。如果每個(gè)后級(jí)穩(wěn)壓器的效率是一樣高的話(huà)，則整體效率將會(huì)保持在相同的水平，而與輸出電壓的總數(shù)目無(wú)關(guān)。
圖3：轉(zhuǎn)換器輸出端串聯(lián)配置。
圖 4 是可提供 5.0VDC 電壓、 7A 電流的同步降壓轉(zhuǎn)換器。在該輸出范圍內(nèi)，這是一種典型的降壓轉(zhuǎn)換器。所使用的 MOSFETs 具有和有源鉗位同步整流器類(lèi)似的要求，因此使用相同的MOSFET。通過(guò)電感周?chē)?DCR 檢測(cè)電路提供電流檢測(cè)。電流檢測(cè)電阻只會(huì)造成能量的浪費(fèi)，并且成本也是相當(dāng)昂貴。
圖4：同步降壓轉(zhuǎn)換器。
圖5是一個(gè)可提供 12.0VDC 電壓、 1A 電流的非同步升壓轉(zhuǎn)換器。它是一個(gè)很普通的設(shè)計(jì)，但有一點(diǎn)值得一提。如果將升壓轉(zhuǎn)換器的輸出端短路，則它不能阻止短路作用到輸入電壓，因?yàn)闆](méi)有在線(xiàn)開(kāi)關(guān)阻止它。如圖所示，有時(shí)用一個(gè)可快速起作用的保險(xiǎn)絲阻止任何意外的發(fā)生倒是個(gè)挺不錯(cuò)的主意。
圖5：非同步升壓轉(zhuǎn)換器。
最終結(jié)果不僅提供優(yōu)良的性能和性?xún)r(jià)比，而且能提供任意數(shù)量的不同輸出電壓。經(jīng)測(cè)試，圖示的設(shè)計(jì)在 37VDC 電壓輸入下的效率為 87.6% ；在低線(xiàn)路輸入條件下，該設(shè)計(jì)可提供約 47W 的穩(wěn)壓輸出。這個(gè) 87.6% 是從以太網(wǎng)連接器到穩(wěn)壓輸出端。不管是否使用了兩個(gè)串聯(lián)轉(zhuǎn)換級(jí)電路，實(shí)際功率級(jí)電路提供的效率正好在 90% 以下。由于缺少隔離式反饋，因此也可輕松的定制該設(shè)計(jì)，而不必?fù)?dān)心隔離反饋環(huán)路的穩(wěn)定性補(bǔ)償問(wèn)題。降壓和升壓后端穩(wěn)壓器的補(bǔ)償通常很容易實(shí)現(xiàn)。
該特例采用了一個(gè) 7.5V 的中間總線(xiàn)。在某些情況下可能更適合使用較低的總線(xiàn)電壓；在本例中，為了實(shí)現(xiàn)最佳效率，輸出端的串行連接將迫使單個(gè)供電電壓降到很低。如果那樣的話(huà)最好是將兩個(gè)功率級(jí)電路并聯(lián)起來(lái)，這個(gè)方法要求在電源軌之間采用某種形式的有效功率共享。當(dāng)然，限制設(shè)計(jì)將兩個(gè)供電單元并聯(lián)使用是毫無(wú)道理的。事實(shí)上，對(duì)可用于供電的以太網(wǎng)網(wǎng)線(xiàn)的數(shù)量沒(méi)有任何理論限制。并行配置的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是：可提供內(nèi)置冗余，如果一根線(xiàn)斷開(kāi)了仍然具有較低的供電能力。該電路已開(kāi)發(fā)出來(lái)，但在此不作贅述。
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